5. Основы построения первичной многоканальной ЦСП с ИКМ

Эффективная передача по линиям связи канальных сигналов, образованных при помощи ИКМ, возможна только при использовании многоканальных ЦСП в которых по одной линии связи (проводной, радиорелейной, спутниковой) передается большое количество канальных сигналов. Число каналов в ЦСП, в зависимости от типа линий связи и потребности в каналах передачи на различных участках сети, стандартизируется. Основой построения ЦСП плезиохронной цифровой иерархии (PDH) с большим числом каналов, является, так называемая, первичная многоканальная ЦСП с ИКМ. В европейском стандарте иерархии PDH, который принят в России, такой ЦСП является системой типа ИКМ-30, при помощи которой можно организовать 30 каналов для передачи телефонных сигналов в аналоговой или цифровой форме с суммарной скоростью передачи группового сигнала 2048 кб/сек. Обобщенная структурная схема аппаратуры ЦСП с ИКМ с временным разделением каналов (ИКМ-ВД) приведена на рис. 5.1. Основой построения аппаратуры ИКМ-ВД являются схематические решения и алгоритмы обработки сигналов, реализованных еще в первых поколениях ЦСП с ИКМ, разработанных в 40–50-ые годы ХХ века.

Рис. 5.1. Структурная схема Аппаратуры ИКМ-ВД

Рис. 5.1. Структурная схема аппаратуры ИКМ-ВД

В состава оконечной станции аппаратуры ИКМ-ВД, предназначены для передачи аналоговых телефонных сигналов с(t), входит индивидуальное, групповое оборудование и оборудование линейного тракта. Узлы индивидуального оборудования всех N каналов однотипны.

Сигнал от абонента через коммутационные приборы АТС поступает на двухпроводный вход канала и далее через дифференциальную систему (ДС) в тракт передачи. Передающая часть индивидуального оборудования каждого канала содержит усилитель низкой частоты (УНЧПЕР), фильтр нижних частот (ФНЧПЕР) и амплитудно-импульсный модулятор (АИМ-1). В ФНЧПЕР сигнал ограничивается по спектру (FМАКС = 3.4 кГц), что необходимо перед дискретизацией сигнала. В модуляторе аналоговый сигнал дискретизируется по времени, в результате чего формируется канальный АИМ сигнал, представляющий собой последовательность канальных АИМ-1 отсчетов. Канальный АИМ-1 сигналы всех каналов объединяются в групповой телефонный АИМ сигнал (АИМГР-1).

В групповом оборудовании тракта передачи перед кодированием групповой АИМГР-1 сигнал преобразуется в групповой телефонный сигнал АИМГР-2 (см. рис. 5.2). В кодирующем устройстве (Кодер) осуществляется последовательное нелинейное кодирование отсчетов группового телефонного АИМГР-2 сигнала, в результате чего на выходе кодера формируется групповой цифровой телефонный сигнал с импульсно-кодовой модуляцией, представляющий собой последовательность восьмиразрядных кодовых комбинаций каналов. Как будет отмечено ниже, в цикле передачи системы помимо информационных символов, формируемых на выходе кодера, необходимо передавать ряд дополнительных сигналов, к которым, в частности, относятся: сигналы управления и взаимодействия (СУВ), передаваемые по телефонным каналам для управления приборами АТС (набор номера, вызов, ответ, отбой, разъединение и др.); сигналы цикловой (ЦС) и сверхцикловой (СЦС) синхронизации; сигналы передачи дискретной информации (ДИ) и др.

Суммарный групповой цифровой сигнал ИКМГР формируется в устройстве временного объединения (УВО) путем объединения в цифровом виде восьмиразрядных кодовых комбинаций ТФ каналов, сигналов СУВ, циклового и сверхциклового синхросигналов.

Сигналы СУВ от АТС поступают на вход передающей части согласующего устройства (СУВПЕР), где преобразуются в цифровую форму. Для их правильного декодирования и распределения по каналам, в СУВПЕР формируется также и сигнал сверхцикловой синхронизации.

Для декодирования и распределения по каналам ТФ сигналов, в состав ИКМГР сигнала при помощи передатчика циклового синхросигнала (Пер СС) вводится цикловой синхросигнал (ЦС).

В результате на выходе УВО формируется полный групповой цифровой поток, имеющий циклическую структуру, причем его основные параметры строго регламентированы.

Цифровой сигнал на выходе УВО представляет собой униполярный (однополярный) цифровой поток. Однако передача такого сигнала по линии связи затруднена, поэтому униполярный двоичный код в преобразователе кода передачи (ПКПЕР) преобразуется в двухполярный линейный сигнал ИКМЛС, параметры которого, отвечающие определенным требованиям, будут описаны далее.

С помощью линейного трансформатора (ЛТр) обеспечивается согласование аппаратуры с линии и подключение блока дистанционного питания (ДП) линейных регенераторов. Дистанционное питание в приведенном примере осуществляется постоянным током по искусственным цепям (с использованием средних точек ЛТр) по системе “провод – провод”.

Работой всех основных узлов в тракте передачи оконечной станции управляет генераторное оборудование (ГОПЕР), формирующее все необходимые импульсные последовательности, следующие с различными частотами (например, с частотой дискретизации FД, трактовой частотой fТ и т.д.). Управляющие импульсные последовательности формируются путем последовательного деления гармонической частоты fЗГ вырабатываемой высокостабильным задающим генератором (ЗГ).

В тракте приема искаженный цифровой линейный сигнал ИКМЛС поступает в станционный регенератор (Р), в котором восстанавливаются основные параметры сигнала (амплитуда, длительность, период следования). На выходе ПКПР восстанавливается униполярный двоичный ИКМГР сигнал, из которого с помощью приемника синхросигнала (ПрСС) выделяются сигналы цикловой сверхцикловой синхронизации, управляющие работой генераторного оборудования приема (ГОПР).

Из восстановленного ИКМГР сигнала выделяется также тактовая частота fТ, при помощи выделителя тактовой частоты (ВТЧ). Это обстоятельство является принципиальной особенностью всех ЦСП: ВТЧ выполняет функции ЗГ на приеме, тем самым обеспечивая полное равенство по времени и частоте управляющих импульсных последовательностей на передаче и приеме, вырабатываемых соответствующим генераторным оборудованием (ГОПЕР и ГОПР).

При помощи приемника СУВ выделяются соответствующие сигналы и распределяются по каналам.

Декодирующее устройство (Декодер) последовательно декодирует кодовые комбинации отдельных ТФ каналов содержащееся в ИКМГР сигнале, в результате чего на выходе декодера формируется групповой АИМ-2 ГР сигнал.

В индивидуальной части оборудования приема с помощью временных селекторов (ВС) из последовательности отсчетов группового сигнала АИМ-2ГР выделяются АИМ-2КОН отсчета соответствующего канала. С помощью ФНЧПР выделяется огибающая последовательности канальных АИМ-2КОН отсчетов, т.е. восстанавливается исходный аналоговый сигнал, который усиливается в УНЧПР и через ДС поступает к абоненту.

Рис. 5.2. Временные диаграммы работы оконечной станции аппаратуры ИКМ-ВД.

Рис. 5.2. Временные диаграммы работы оконечной станции аппаратуры ИКМ-ВД.

На рис. 5.2. приведенный временные диаграммы, поясняющие алгоритм преобразования сигналов в тракте передачи оконечной станции аппаратуры ИКМ-ВД при условии безошибочной передачи линейного сигнала UИКМлс(t) и разрядности канальной кодовой комбинации m = u. В тракте приема происходит обратное преобразование сигнала, UАИМ-1кан(t) на выходе ВС имеет место сигнала UАИМ-2кан(t).

Как видно из рисунка, в ЦСП с ИКМ цифровой групповой сигнал ИКМГР представляет собой непрерывную последовательность следующих друг за другом циклов ТЦ = ТД.

Цикличность передачи заложена в самом принципе временного разделения каналов, поскольку за время равное периоду дискретизации необходимо “успеть” предать кодовые комбинации всех каналов в ЦСП с ИКМ, как телефонных, так и служебных.

В этой связи циклом передачи называется интервал времени ТЦ, равный периоду дискретизации ТД, в течение которого передаются отдельные кодовые комбинации (или разряды) всех N телефонный каналов системы передачи и nСЛ символов необходимых служебных каналов (синхронизации, СУВ и др.).

Для первичных ЦСП с ИКМ, в которых осуществляется аналого-цифровое преобразование телефонных сигналов длительность цикла равна: FД = 8 кГц.

Помимо длительности цикла ТЦ строго регламентируется общее число импульсных канальных интервалов N и их распределение между различными информационными и служебными сигналами. Таким образом, каждая импульсная позиция цикла строго закреплена за сигналами определенного вида.

В первичной многоканальной ЦСП с ИКМ, например, типа ИКМ-30, цикл передачи разделяется на N число канальных интервалов, причем N = NТФ + NСЛ, где NТФ – число информационных телефонных каналов, выделенных для передачи служебных каналов.

На рис. 5.3. изображен фрагмент группового сигнала ИКМГР на интервале цикла передачи.

Рис. 5.3. Групповой сигнал ИКМГР на интервале цикла передачи.

Рис. 5.3. Групповой сигнал ИКМГР на интервале цикла передачи.

Время передачи цикла ТЦ = ТД разбивается на канальные интервалы (КИi), где (по англо-американской системе индексации, при этом общее число каналов равно N). Очевидно, что длительность одного канального интервала равна . Каждый канальный интервал содержит m импульсных позиций, называемых тактовыми интервалами (ТТИ). При передаче телефонных сигналов m = 8, так как применяется восьмиразрядное нелинейное кодирование отсчетов аналогового ТФ сигнала. Длительность ТИ составляет величину . В каждом тактовом интервале может быть передан один двоичный символ (1 или 0), причем в стандартных системах передачи PDH передача импульсов осуществляется со скважностью Q = 2, то есть длительность импульса равна 0,5 ТТИ, так как .

Частота следования импульсов группового цифрового сигнала ИКМГР называется тактовой частотой ЦСП с ИКМ-ВД (fТ). Величина тактовой частоты однозначно связана с основными параметрами системы передачи FД, N2 и m. Так как можно получить соответствующее соотношение: , учитывая, что окончательно получим:

(5.1)

Тактовая частота цифрового потока является важнейшей характеристикой любой ЦСП с ИКМ, определяющей сложность реализации блоков ЦСП, длину регенерационного участка, дальность передачи информации и т.д. и, в конечном счете, определяет технико-экономическую эффективность применения ЦСП с ИКМ на сетях связи. Численно тактовая частота совпадает со скоростью передачи (В) в ЦСП, определяемой, как количество двоичных символов переданных в единицу времени равной 1 сек.: В = NАИМ/1сек* m * N, где NАИМ/1сек. = 8000, при передаче ТФ сигналов (FД = 8000 Гц). Очевидно, что: чем выше тактовая частота и скорость передачи в ЦСП с ИКМ, тем система передачи сложнее и дороже.

В первичной многоканальной ЦСП с ИКМ европейской иерархии PDH, согласно которой в России разработана аппаратура типа ИКМ-30, стандартизированы следующие параметры:

  • число телефонных каналов: NТФ = 30;
  • число служебных каналов: NСЛ = 2;
  • общее число каналов: N = 32;
  • разрядность кодовой комбинации: m = 8;
  • частота дискретизации: FД = 8 кГц.

Эти параметры однозначно определяют тактовую частоту fТ и скорость передачи В группового цифрового сигнала ИКМГР (выражения 5.1 и 5.2): fД = 2048 кГц, В = 2048 кб/сек, при этом скорость передачи двоичных символов в одном канале N = 1называемом основным цифровым каналом (ОЦК), составляет величину: ВОЦК = 64 кб/сек.

Отметим, что в первых ЦСП с ИКМ, разработанных в США в 40–50-ые годы ХХ века (см. главу 1), в основу первичной многоканальной системы передачи было положено 7-разрядное нелинейное кодирование (m = 7) и 24 телефонных канала, что позволяло довести технико-экономические показатели до приемлемых в процессе эксплуатации. Первичная 24-х канальная ЦСП с ИКМ и до настоящего времени является основой американской иерархии PDH, однако применяется 8-разрядное кодирование и скорость передачи группового цифрового потока составляет В = 1544 кб/сек. Европейский стандарт, принятый в конце 60-х годов позволил при прочих равных условиях увеличить количество каналов за счет развития элементной базы (поддерживающих технологий).

Далее в данной главе будут рассмотрены основные алгоритмы при обработке сигналов и их схемотехнические реализации в оконечной аппаратуре первичной ЦСП с ИКМ, в частности, нелинейное кодирование и декодирование, генераторное оборудование и системы синхронизации, оборудования цифрового линейного тракта.

5.1. Нелинейное кодирование и декодирование сигналов

В процессе кодирования амплитуда каждого квантованного по уровню отсчета АИМ-2 группового сигнала представляется в виде двоичной последовательности, содержащей m символов (m-разрядной кодовой комбинации). При декодировании происходит обратное преобразование сигналов.

В современных ЦСП с ИКМ плезиохронной цифровой иерархии (PDH) применяются нелинейные кодирующие и декодирующие устройства (нелинейные “Кодер” и “Декодер”, приведенные на рис. 5.1.), обеспечивающие кодирование и декодирование сигналов АИМ-2 с неравномерной шкалой квантования при восьмиразрядном коде (m = 8). Причем “Кодеры” и “Декодеры” могут быть как групповыми устройствами (как показано на рис. 5.1.), так и индивидуальными, то есть входящими в состав оборудования каждого канала. Последнее техническое решение реализовано в ЦСП последних пополнений и отражает уровень развития современной микросхемотехники и все возрастающую потребность сети связи в цифровых каналах с ИКМ.

Для кодирования с неравномерной шкалой квантования могут использоваться два основных способа (см. раздел 3.4):

  1. аналоговое компандирование, характеризующееся компрессией (сжатием) динамического диапазона сигнала (К) перед линейным кодированием (ЛКод), и экспондированием (Э) (расширением) динамического диапазона сигнала после его линейного декодирования (ЛДек) как показано на рис. 3.5 и 5.1;
  2. нелинейное кодирование, характеризующееся кодированием сигнала в нелинейных кодерах (КОДЕР), сочетающих функции аналого-цифрового преобразователя и компрессора и последующим декодированием в нелинейных декодерах (ДЕКОДЕР) (рис. 5.1).

Аналоговое компондирование применялось в ЦСП с ИКМ на первом этапе их внедрения на сети связи и было обусловлено недостаточным уровнем развития цифровой схемотехники. Во всех современных ЦСП технологии PDH используются алгоритмы цифрового нелинейного кодирования.

5.1.1. Принцип построения группового АИМ – тракта

При любом способе кодирования, как линейном, так и нелинейном на вход кодирующего устройства (совмещающего функции квантования по уровню и кодирования) должны подаваться отсчеты непрерывного сигнала в виде импульсов с АИМ-2. Постоянство амплитуды сигнала с АИМ-2 на интервале времени его существования обеспечивает условие правильного кодирования, т.е. формирование из UАИМ-2 гр сигнала UИКМгр, как показано на рис. 5.2.

Процесс формирования сигнала UАИМ-2 гр осуществляется в так называемом АИМ тракте аппаратуры ИКМ-ВД, основным элементом которого является групповой АИМ-2 модулятор или, другими словами, устройство выборки и хранения информации (УВХ).

Принцип преобразования сигналов АИМ-1 в АИМ-2 можно пояснить с помощью структурной схемы АИМ тракта, представленной на рис. 5.4. и временных диаграмм его работы на рис. 5.5.

Рис. 5.4. Структурная схема АИМ тракта.

Рис. 5.4. Структурная схема АИМ тракта.

Канальные сигналы АИМ-1КАНi формируются в каждом канале при помощи электронных ключей Клi, , на которые подаются управляющие импульсные последовательности Uупрi, с частотой дискретизации , причем во времени каждая управляющая последовательность по отношению к предыдущей сдвинута во времени на интервал времени равный , как показано на рис. 5.5.

Рис. 5.5. Временные диаграммы в АИМ тракте.

Рис. 5.5. Временные диаграммы в АИМ тракте.

Путем временного объединения канальных сигналов формируется групповой АИМ-1 сигнал (АИМ-1ГР), который поступает на вход уС1. Под воздействием управляющих импульсов UУПР ключ Кл2 замыкается одновременно с Кл1 и подключает к выходу уС1 накопительный конденсатор С, который за короткое время заряда 3, заряжается до уровня, соответствующего амплитуде текущего АИМ-1ГР отсчета (рис. 5.5. для АИМ-2ГР на интервале 3). Время заряда обеспечивается достаточно малым благодаря небольшому выходному сопротивлению уС1, т.е. . После размыкания ключей Кл1 и Кл2 напряжение заряда конденсатора остается практически неизменным на интервале времени АИМ-2, за счет большого входного сопротивления уС2, что позволяет предотвратить разряд конденсатора: .

После замыкания Кл3 под воздействием управляющих импульсов UУПР конденсатор С за время принудительного разряда Р быстро разряжается и оказывается подготовленным к поступлению очередного АИМ-1 отсчета. Таким образом, на выходе уС2 формируется групповой АИМ-2ГР сигнал с плоской вершиной отсчета на интервале времени , что обеспечивает надежную работу кодирующего устройства [9].

Как указывалось ранее, кодирующие устройства с нелинейной шкалой квантования в ЦСП с ИКМ могут быть реализованы в виде двух основных структур: аналоговое компандирование с последующим линейным кодированием и цифровое нелинейное кодирование.

5.1.2. Кодирующие и декодирующие устройства с аналоговым компандированием

При аналоговом компандировании (рис. 5.4.) на входе линейного кодера (ЛКод) и входе линейного декодера (ЛДек) включаются, соответственно, аналоговые компрессор (К) и экспандер (Э) схемы которых приведены на рис. 5.5., реализующие описанные в разделе 3.2. нелинейные преобразования аналогового сигнала (рис. 5.5). В качестве базового элемента RНЕЛ для построения К и Э двухполярных сигналов может использоваться нелинейный двухполюсник, приведенный на рис. 5.6., с характеристикой указанной на рис. 5.7.

Рис 5.4. Принцип аналогового компандирования.

Рис 5.4. Принцип аналогового компандирования.

Рис. 5.5. Аналоговые компрессор (а) и экспандер (б).

Рис. 5.5. Аналоговые компрессор (а) и экспандер (б).

Рис. 5.6. Нелинейный двухполюсник аналоговых компандеров.

Рис. 5.6. Нелинейный двухполюсник аналоговых компандеров.

Рис. 5.7. Зависимость RНЕЛ от напряжения UАИМ-2 гр.

Рис. 5.7. Зависимость RНЕЛ от напряжения UАИМ-2 гр.

Нелинейный двухполюсник реализован на базе двух встречно включенных диодов VD1 и VD2, сопротивлений R1 и R2, выравнивающих параметры схемы для положительных и отрицательных сигналов, и резистора R3, при помощи которого можно подстраивать характеристику RНЕЛ в области малых значений U. Как видно из приведенной характеристики RНЕЛ и схемы аналогового компрессора, при увеличении напряжения на входе компрессора U Вх к до максимального значения , его выходное значение нелинейно уменьшается до в соответствие с уменьшением коэффициента компрессии К пер к:

при этом на выходе компрессора уменьшается (сжимается) динамический диапазон сигнала АИМ-2ГР: .

Далее, групповой сигнал АИМ-2ГР, со сжатым динамическим диапазоном, поступает на вход кодирующего устройства с линейной шкалой квантования (ЛКод). В процессе кодирования в ЦСП с ИКМ амплитуда Ui каждого квантованного по уровню АИМ-2ГР отсчета представляется в виде 8-ми разрядной двоичной последовательности (m=8) в виде симметричного двоичного кода. В этом случае для определения структуры комбинации нужно в двоичном коде записать знак и амплитуду Ui группового АИМ-2ГР отсчета выраженную в шагах квантования из соотношений (3.1) и (3.7) получим:

(5.3.)

состояние соответствующего разряда в условных шагах квантования. Функция линейного кодирующего устройства заключается в реализации алгоритма выражения (5.3).

По принципу действия линейные кодеры делятся на кодеры счетного типа, матричные, кодеры поразрядного взвешивания и др. [7, 9, 11]. В ЦСП с ИКМ плезиохронной иерархии нашли применение кодеры поразрядного взвешивания. Принцип работы таких кодеров заключается в уравновешивании амплитуды кодируемых АИМ-2ГР отсчетов суммы эталонных токов Ij или напряжений Uj с эталонными значениями, определяемыми выражением (5.3).

(5.4)

– шаг квантования в электрических единицах (в данном случае в вольтах).

Кодирование в этом случае производится в течение m тактовых интервалов (разрядов) и заключается в последовательном поразрядном сравнении в устройстве сравнения, называемом компаратором, амплитуды кодируемого сигнала Uj и набора эталонных значений UЭТj по следующему алгоритму, реализующему выражение (5.4):

  1. если значит соответствующее эталонное значение является составляющей амплитуды кодируемого отсчета и двоичный коэффициент а1 = 1, если коэффициент а1 = 0;
  2. если 
значит а2 = 1

если то а2 = 0 и т.д. до последнего m-го разряда:

3) если где то аm = 1;

если коэффициент аm = 0.

Еще раз отметим, что коэффициенты аi, i = 1, m последовательно определяются на каждом тактовом интервале кодирования и остаются неизменными до завершения процесса кодирования одного АИМ-2ГР отсчета. Результатом линейного кодирования является m – разрядная комбинация соответствующая амплитуде отсчета в двоичном параллельном коде, который, для передачи по каналам ЦСП с ИКМ, необходимо преобразовать в последовательный во времени код. Очевидно, что по окончании поразрядного взвешивания в состав амплитуды кодируемого АИМ-2ГР отсчетов будут входить эталонные значения, сумма которых с точностью до эталона наименьшего веса будет равна амплитуде отсчета: Um = am * . То есть значение эталона наименьшего веса и будет максимально возможной ошибкой квантования.

Такой результат кодирования противоречит требованию на величину напряжения шума квантования: , полученному в разделе 3.2. Для устранения этого недостатка во всех типах декодирующих устройств взвешивающего типа на приемном конце к амплитуде UКВ(t)прпринудительно добавляется дополнительный эталонный сигнал UЭТ доп равный . Легко убедиться (далее это будет показано на примере), что ошибка квантования в этом случае не будет превышать величины /2.

Упрощенная структурная схема линейного кодера (ЛКод) взвешивающего типа приведена на рис. 5.8. При помощи этой схемы кодируются однополярные отсчеты сигнала АИМ-2ГР. Очевидно, что для кодирования двухполярных сигналов необходимо два набора эталонных напряжений – положительных и отрицательных.

В состав схемы входят:

  • К – компаратор, в котором происходит потактовое сравнение напряжения UАИМ-2 гр с набором эталонных напряжений по алгоритму, реализующему выражение (5.4) и приведенному ранее:

Рис. 5.8. Структурная схема линейного кодера (ЛКод) поразрядного взвешивания.

Рис. 5.8. Структурная схема линейного кодера (ЛКод) поразрядного взвешивания.

  • ГЭН – генератор эталонных напряжений, вырабатывающий набор эталонов: UЭ j = 2 m – j, В.
  • БКЭ – блок коммутации эталонов, в котором при помощи электронных ключей Клi, i = 1, m, происходит подключение или отключение соответствующих разрядных эталонов под воздействием управляющих импульсов тактовой частоты UУПР Т по алгоритму

.

По окончании процесса кодирования одного отсчета АИМ-2ГР на выходных отводах БКЭ формируется канальная кодовая комбинация группового сигнала ИКМГР в параллельном коде.

  • С – сумматор, в котором складываются подключенные эталонные напряжения и формируется сигнал АИМ-2ГР квантованный по уровню.
  • ПК – преобразователь кода, осуществляющий преобразование сигнала в параллельном коде в последовательную по времени кодовую комбинацию канального сигнала.

Кодовые канальные комбинации в составе группового ИКМГР сигнала передаются по цифровому линейному тракту и в тракте приема противоположной оконечной станции подвергаются обратному преобразованию из ИКМГР сигнала в АИМ-2ГР при помощи линейных декодирующих устройств (ЛДек).

Структурная схема линейного декодера приведена на рис. 5.9.

Рис. 5.9. Структурная схема линейного декодера (ЛДек).

Рис. 5.9. Структурная схема линейного декодера (ЛДек).

Функции узлов входящих в состав схемы линейного декодера полностью совпадают с их функциями в схеме кодера. Нетрудно заметить, что схема рис. 5.9 совпадает с частью схемы линейного кодера рис. 5.8, обозначенной штриховой линией. Поэтому линейные кодеры структуры называются также кодерами взвешенного типа с декодером в цепи обратной связи.

Поясним алгоритм работы кодирующих и декодирующих устройств с линейной шкалой квантования с помощью небольшого примера.

Пусть разрядность кода m = 5. Тогда максимальное напряжение квантованного сигнала равно , а набор эталонных напряжений однозначно определен:

UЭТ1 = 2 m – 1* = 16, В

UЭТ2 = 2 m – 2* = 8, В

UЭТ3 = 2 m – 3* = 4, В

UЭТ4 = 2 m – 4* = 2, В

UЭТ5 = 2 m – 5* = 1, В

Кодирование отсчета группового сигнала с амплитудой равной, например, , будет производиться за пять тактовых интервалов по алгоритму кодирования, при этом сравнение с набором эталонов происходит в компараторах, а цифровой ИКМ сигнал формируется на выходе БКЭ.

1-ый такт: = 21,9 UЭТ1 = 16 .

Выход К 1, Выход БКЭ1 1.

2-ой такт: = 21,9 < UЭТ1 + UЭТ2 = 16 + 18 .

Выход К 0, Выход БКЭ 0.

3-ий такт: = 21,9 UЭТ1 + UЭТ3 = 16 + 4 .

Выход К 1, Выход БКЭ 1.

4-ый такт: = 21,9 < UЭТ1 + UЭТ3 + UЭТ4 = 16 + 4 + 2.

Выход К 0, Выход БКЭ 0.

5-ый такт: = 21,9 UЭТ1 + UЭТ3 + UЭТ5 = 16 + 4 + 1.

Выход К 1, Выход БКЭ 0.

По окончании последнего такта формируется цифровой ИКМ сигнал с двоичной структурой 10101, соответствующей UКВ = 16 + 4 + 1 = 21. Полученный в параллельном коде ИКМ сигнал преобразуется в последовательный во времени код, передается по цифровому линейному тракту и с тактовой частотой записывается в БКЭ декодирующего устройства. После того, как кодовая комбинация полностью разместится в БСЭ происходит ее считывание из БСЭ, то есть преобразование последовательного кода в параллельный. Логические единицы на выходе БСЭ замкнут соответствующие ключи и подключат набор эталонов на приеме, в точности совпадающим с набором на передаче при отсутствии ошибок в цифровом линейном тракте. Таким образом  = UКВ = 16 + 4 + 1 = 21. Возникающая при этом ошибка квантования КВ = UАИМ-2= 21,9 – 21 = 0,9 превышает половину шага квантования равного 0,5. Для того, чтобы ошибка квантования не превышала 0,5, сигнал корректируют, принудительно добавляя дополнительное корректирующее эталонное напряжение :

Ошибка квантования при этом не будет превышать половины шага квантования а в нашем примере равна:

Итак, аналоговое компандирование в сочетании с линейным кодированием и декодированием, в принципе позволяет решить задачи нелинейного кодирования, то есть получения амплитудных характеристик каналов с неравномерной шкалой квантования. Однако наличие аналоговых элементов (компрессора и экспандера) значительно ухудшает качественные характеристики каналов, так как требуется высочайшая идентичность аналоговых параметров, чего в реальных условиях эксплуатации достичь достаточно сложно. Поэтому в современных ЦСП с ИКМ плезиохронной цифровой иерархии нашли применение цифровые методы реализации нелинейных кодирующих и декодирующих устройств.

5.1.3. Цифровые кодирующие и декодирующие устройства

В современных ЦСП с ИКМ используются цифровые кодирующие и декодирующие устройства, называемые нелинейными кодеками (КодекПЕР и КодекПР на рис. 5.1). для удобства их реализации на основе цифровой микросхемотехники, целесообразно отказаться от непрерывной характеристики компрессии и заменить ее сегментированной характеристикой, представляющую собой кусочно-ломанную аппроксимацию плавной характеристики компрессии.

На рис. 5.10 приведена непрерывная логарифмическая характеристика компандирования типа А (при А = 87,6) для положительных сигналов (для области отрицательных значений сигнала она имеет аналогичный вид). Характеристика приведена в нормированных единицах, введенных на стр. 35 – 36.

На рис. 5.11 приведена сегментированная А-характеристика компрессии с тем же коэффициентом А = 87,6. В общем случае, число сегментов при аппароксимации может быть выбрано произвольно: чем больше сегментов, тем больше точность аппроксимации. Однако, учитывая двоичную форму обрабатываемых сигналов в системах с ИКМ, целесообразно выбрать число сегментов кратное двум. Требуемая точность аппроксимации, при таком подходе, достигается при общем количестве сегментов равном 8 (для однополярного сигнала).

Рис. 5.10. Логарифмическая характеристика компрессии типа А = 87,6

Рис. 5.10. Логарифмическая характеристика компрессии типа А = 87,6

Рис. 5.11. Сегментированная характеристика компрессии типа А = 87,6.

Рис. 5.11. Сегментированная характеристика компрессии типа А = 87,6.

В пределах каждого сегмента осуществляется линейное кодирование отсчетов аналогового сигнала, однако в каждом последующем сегменте шаг квантования увеличивается в 2 раза по сравнению с предыдущим (за исключением первых двух сегментов, в которых шаг квантования одинаков и равен – минимальному шагу квантования). В целом, приведенный алгоритм кодирования позволяет реализовать нелинейную амплитудную характеристику квантования вида, приведенного на рис. 3.9 и обеспечить одинаковость зависимости защищенности от шумов квантования при измерении величины кодируемого сигнала рС от сегмента к сегменту (за исключением первых двух), как показано на рис. 5.12.

Рис. 5.12. Зависимость =f(рС).

При этом минимальное допустимое значение шумов квантования = 35 дБм выполняется в пределах каждого сегмента (за исключением первого). После попадания сигнала в зону ограничения (рС > 0) защищенность резко падает за счет перезагрузки кодера.

Формально общее число сегментов на полной характеристике (для отрицательных и положительных аналоговых отсчетов) составляет 16, однако четыре центральных сегмента (по два в положительной и отрицательной областях) фактически образуют один сегмент с одинаковым наклоном амплитудной характеристики и одинаковым шагом квантования равным , вследствие чего фактическое число сегментов равно 13. Поэтому такую характеристику называют характеристикой компрессии типа А = 87,6 / 13.

Каждый из сегментов характеристики (см. рис. 5.11) содержит 16 шагов квантования, то есть в пределах каждого сегмента происходит 4-разрядное линейное кодирование: m = 4, 2 m = 16. При этом общее число шагов квантования равно 256 (по 128 для каждой полярности сигнала), а нумерация сегментов NС осуществляется либо по американской системе индексации, либо по европейской, как показано в таблице 5.1.

Таблица 5.1. Минимальный шаг квантования в пределах каждого сегмента.

Таблица 5.1. Минимальный шаг квантования в пределах каждого сегмента.

В таблице 5.1. приведены величины корректирующих (дополнительных) сигналов в пределах каждого сегмента, при помощи которых ошибка квантования не превысит половины минимального шага квантования в пределах сегмента.

Рассмотрим процесс квантования и линейного кодирования отсчетов аналогового сигнала в пределах отдельно взятого сегмента, начиная с первого, в соответствие с алгоритмом, приведенным в разделе 5.1.2.

1-ый сегмент: UЭТ1 = 2 m – 1 = 8

UЭТ2 = 2 m – 2 = 4

UЭТ3 = 2 m – 3 = 2

UЭТ4 = 2 m – 4 =

Таким образом в пределах первого сегмента амплитуда квантованного по уровню АИМ-2 сигнала может принимать 16 различных значений от 0 до 15. Введем понятие основного эталона UЭТ ОСН в пределах одного сегмента. Очевидно, что в пределах первого сегмента = 0.

2-ой сегмент: UЭТ1 = 2 m – 1 = 8

UЭТ2 = 2 m – 2 = 4

UЭТ3 = 2 m – 3 = 2

UЭТ4 = 2 m – 4 =

Однако, в пределах второго сегмента амплитуда квантованного по уровню АИМ-2 сигнала может принимать те же 16 различных значений от 0 до 15, но начиная с величины равной 16. То есть, при кодировании во втором сегменте должен быть постоянно включен основной эталон = 16. В этом случае интервал квантования по уровню будет составлять величину: 16 + (0  15) = 16 31.

3 – 8-ой сегменты:

Далее, учитывая то обстоятельство, что во всех последующих сегментах шаг квантования, а значит и основной эталон удваиваются, можно получить величины основных и дополнительных эталонов в пределах каждого сегмента, приведенные в таблице 5.2.

Таблица 5.2.Таблица основных и дополнительных эталонов, шагов квантования.

Таблица 5.2.Таблица основных и дополнительных эталонов, шагов квантования.

Согласно приведенному алгоритму схемы и принцип действия нелинейного кодера в пределах одного сегмента квантования такой же, как и у линейного кодера. Принципиальное отличие заключается в последовательности включения эталонных источников в процессе кодирования исходного сигнала.

В общем случае, как видно из таблицы 5.2, для кодирования сигнала одной полярности необходимо сформировать 11 эталонных сигналов с номиналами: UЭТ i = 1, 2, 4, 8, 16, 32, 64, 128, 256, 512, 1024, где – шаг квантования.

При этом минимальная амплитуда квантованного сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией будет равна: = 1 (в пределах 1-го сегмента), а максимальная: = 1024 + 15 * 64 = 1984 (в пределах 8-го сегмента).

Для осуществления операции линейного кодирования в пределах сегмента, необходимо однозначно определить номер сегмента, в котором происходит кодирование величины амплитуды отсчета непрерывного сигнала и подключить в линейном кодере соответствующий набор основных и дополнительных эталонов.

Процедура определения номера сегмента при реализации характеристики А = 87,3/13 происходит в 3 такта и заключается в последовательном двоичном делении всего возможного набора сегментов равного 8, на две равные половины по следующему алгоритму:

1-ый такт

Амплитуда кодируемого отсчета может находиться либо в сегментах с 1 по 4 и это условие кодируется символом “0”, либо с 5 по 8 – кодируется символом “1”:

Далее процедура аналогично повторяется еще два раза.

2-ой такт

3-ий такт

Если начало границы сегмента кодирования выразить в соответствующих UЭТ ОСН, получим алгоритм выбора основных эталонов в пределах каждого сегмента при нелинейном кодировании, приведенный в таблице 5.3.

Таблица 5.3. Алгоритм выбора основных эталонов при нелинейном кодировании.

Таблица 5.3. Алгоритм выбора основных эталонов при нелинейном кодировании.

В таблице также приведено значение полной суммы всех дополнительных эталонов в пределах каждого сегмента UС равное, как указывалось ранее, 15 минимальным шагам квантования в сегменте.

Таким образом, вся процедура нелинейного кодирования при характеристике А = 87,6/13, осуществляется за 8 тактовых интервалов первичной ЦСП с ИКМ (в результате чего формируется 8-ми разрядная кодовая канальная комбинация) и включает в себя 3 основных этапа:

1-ый этап – определение и кодирование полярности входного сигнала, осуществляется за один такт – 1-ый такт ;

2-ой этап – определение и кодирование номера сегмента, в котором заключена амплитуда кодируемого отсчета, осуществляется за три такта – 2, 3, 4 такты;

3-ий этап – определение и линейное кодирование номера уровня в зоне которого находится амплитуда кодируемого отсчета, осуществляется за четыре такта – 5, 6, 7, 8 такты.

Упрощенная структурная схема нелинейного кодера взвешивающего типа для двухполярного сигнала, реализующая приведенный выше алгоритм, приведена на рис. 5.13.

Рис. 5.13. Нелинейный кодер взвешивающего типа.

Рис. 5.13. Нелинейный кодер взвешивающего типа.

В состав схемы входят:

  • К – компаратор, в котором происходит потактовое сравнение с набором эталонных напряжений по алгоритму нелинейного кодирования;
  • ГЭН1 и ГЭН2 – генераторы эталонных напряжений, вырабатывающие 11 эталонов с номиналами от 1 до 1024 отрицательной и положительной полярности соответственно;
  • БКЭ – блок коммутации эталонов, при помощи которого происходит подключение или отключение основных и дополнительных эталонов соответствующих сегменту, в котором происходит кодирование амплитуды ;
  • БВС – блок выбора сегмента, при помощи которого определяется основной эталон в сегменте и набор дополнительных эталонов согласно таблицам 5.3 и 5.2;
  • ЦР – цифровой регистр, при помощи которого происходит потактовая реализация процедуры нелинейного кодирования и формируется 8-ми разрядная канальная кодовая комбинация в параллельном коде;
  • ПК – преобразователь кода, осуществляющий преобразование сигнала в параллельном коде в последовательный во времени код.

Кодовые канальные комбинации в составе группового ИКМГР передаются по цифровому тракту и в приемной части противоположной оконечной станции преобразуются из ИКМГР сигнала в сигнал АИМ-2ГР при помощи нелинейного кодера взвешивающего типа.

Структурная схема нелинейного декодера приведена на рис. 5.14, при этом функции блоков входящих в его схему полностью совпадают с их функциями в схеме кодера.

Рис. 5.14. Нелинейный декодер взвешивающего типа.

Рис. 5.14. Нелинейный декодер взвешивающего типа.

Алгоритм работы нелинейных кодера и декодера поясним с помощью небольшого численного примера.

Пусть нелинейному кодированию по закону А = 87,6/13 подвергается отсчет = 333, В. Кодирование осуществляется, как указывалось ранее, в течение 8 тактовых интервалов или за 8 тактов:

1-ый такт: определение полярности

0;

Выход К 1; Выход 1ЦР 1 – по этому сигналу подключается положительный ГЭН2.

2-ой такт: определение номера сегмента (по алгоритму таблицы 5.3)

128;

Выход К 1; Выход 2ЦР 1

3-ий такт: определение номера сегмента

< 512;

Выход К 0; Выход 3ЦР 0

4-ый такт: определение номера сегмента

256;

Выход К 1; Выход 4ЦР 1

По кодовой комбинации, сформированной на 2, 3, 4 отводах ЦП при помощи БВС подключаются основной и дополнительный эталоны ко входу БКЭ. В рассматриваемом примере на 2, 3, 4-ой позициях канальной кодовой комбинации (отводы 2, 3, 4)фиксируются следующие символы: 101, что соответствует шестому номеру сегмента. При этом (см таблицу 5.2): = 256; = 128; = 64; = 32; = 16.

Далее в пределах выбранного сегмента осуществляется линейное кодирование по алгоритму, реализующему выражение (5.4) (с учетом того, что постоянно включен основной эталон).

5-ый такт: сравнивается с суммой (+)

333 < 256 + 128 = 384

Выход К 0; Выход 5ЦР 0

отключается

6-ой такт: сравнивается с суммой (+)

333 256 + 64 = 320

Выход К 1; Выход 6ЦР 1

остается подключенным

7-ой такт: сравнивается с суммой (++)

333 < 256 + 64 + 32 = 352

Выход К 0; Выход 7ЦР 0

отключается

8-ой такт: сравнивается с суммой (++)

333 < 256 + 64 + 16 = 336

Выход К 0; Выход 8ЦР 0

отключается

В результате кодирования на отводах ЦР формируется 8-ми разрядная канальная кодовая комбинация вида 11010100 в параллельном коде, соответствующая квантовому сигналу UКВ = 320. В преобразователе кода (ПК) полученная кодовая комбинация преобразуется в последовательный во времени код, передается по цифровому линейному тракту. В приемной части оконечного оборудования полученная двоичная информация канального сигнала записывается в ЦР декодера при помощи управляющих импульсов с тактовой частотой системы передачи . После заполнения ЦР одной отдельно принятой кодовой канальной комбинацией, происходит ее считывание при помощи импульсов считывания UСЧИТ, имеющих частоту следования В соответствии со структурой цифрового двоичного канального сигнала при помощи БВС и БКЭ декодера происходит одновременное подключение основного UЭТ ОСН и дополнительных эталонов соответствующего сегмента с отрицательной (ГЭН1) или положительной полярностью (ГЭН2) и , таким образом формируется амплитуда квантованного сигнала на приеме . В рассматриваемом примере = 320 и в точности соответствует сигналу на передаче.

Однако, возникающая при этом ошибка квантования, превышает половину минимального шага квантования в данном сегменте:

КВ = = 333 – 320 = 13.

Напомним, что минимальный шаг квантования в 6-ом сегменте равен 16, что и означает сказанное выше:

Для того, чтобы ошибка квантования не превышала  , декодированный сигнал корректируют, добавляя дополнительный корректирующий эталонный сиглан, равный: формируя амплитуду квантового корректирующего отсчета:

= 320 + 8 = 328.

Ошибка квантования при этом не будет превышать половины минимального шага квантования в сегменте кодирования: и для рассматриваемого примера составит:

= = 333 – 328 = 5 < 8.

Приведенный выше алгоритм нелинейного кодирования и декодирования реализован во всех находящихся в эксплуатации в настоящее время телекоммуникационных системах PDH с ИКМ. Его применение, базирующееся на достижениях современной микросхемотехники, позволило создать высокоэффективные нелинейные кодеки (как групповые, так и индивидуальные), обладающие очень высокой степенью надежности, потребляющие минимум энергии и имеющие малые размеры.

5.2. Генераторное оборудование и системы синхронизации

Генераторное оборудование первичной системы передачи PDH с ИКМ вырабатывает определенный набор управляющих импульсных последовательностей, используемых для управления работой функциональных узлов аппаратуры и определяющий порядок и скорость обработки сигналов в трактах передачи и приема. Структура ГО зависит от принципов формирования стандартного группового ИКМ сигнала.

Правильное восстановление исходных сигналов на приеме в системах передачи PDH с ИКМ возможно только при синхронной и синфазной работе генераторного оборудования на передающей и приемной оконечных станциях (ГОПЕР и ГОПР, рис. 5.1). Другими словами, необходимо обеспечить полное равенство по частоте (синхронность) и по фазе (синфазность) управляющих импульсных последовательностей на передающей и приемной стороне. Учитывая принципы формирования группового цифрового сигнала с ИКМ, рассмотренные выше, для нормальной работы первичной многоканальной ЦСП с ИКМ должны быть обеспечены следующие виды синхронизации: тактовая, цикловая и сверхцикловая.

Тактовая синхронизация – обеспечивает равенство скоростей управляющих импульсных последовательностей при обработке цифровых сигналов на передаче и приеме в кодеках, преобразователях кодов, линейных и станционных регенераторах и других устройствах первичной ЦСП, осуществляющих обработку сигнала с тактовой частотой fТ.

Цикловая синхронизация – обеспечивает правильное разделение и декодирование кодовых канальных комбинаций, входящих в состав группового цифрового сигнала, а также правильное распределение декодированных отсчетов АИМ-2 по соответствующим каналам в приемной части аппаратуры.

Сверхцикловая синхронизация – обеспечивает на приеме правильное декодирование и распределение СУВ по соответствующим телефонным каналам.

5.2.1. Генераторное оборудование

Генераторное оборудование первичной системы передачи PDH с ИКМ строится по принципу гармонической генерации, заключающемуся в том, что все необходимые для работы аппаратуры управляющие импульсные последовательности формируются при помощи деления, умножения и синтеза компонентов частоты первичного генератора. Таким образом в составе ГО достаточно иметь один высококачественный задающий генератор (ЗГ) с малой относительной нестабильностью , который формирует гармонический сигнал, обычно равный или кратный тактовой частоте первичного цифрового потока fТ = 2048 кГц, а все остальные управляющие импульсные последовательности формируются путем деления тактовой частоты, как показано на рис. 5.15.

Рис. 5.15. Структурная схема ГО первичной ЦСП с ИКМ.

Рис. 5.15. Структурная схема ГО первичной ЦСП с ИКМ.

Помимо задающего генератора ЗГ в состав ГО входят также следующие блоки:

  • ВТЧ – выделитель тактовой частоты, выполняет функции задающего генератора в ГО приемной станции, выделяя тактовую частоту fТ из принимаемого группового цифрового сигнала и обеспечивая, тем самым, синхронный и синфазный режим работы передающего и приемного оборудования первичной ЦСП;
  • ФТП – формирователь тактовой импульсной последовательности, вырабатывает из гармонического (синусоидального) сигнала с fТ последовательность прямоугольных импульсов также имеющих частоту следования fТ и скважность обычно равную двум: Q = 2;
  • РР – распределитель разрядный, формирует из импульсной последовательности с fТ m разнесенных во времени разрядных последовательностей (Р1, Р2, …, Рm), число которых равно числу разрядов в канальной кодовой комбинации и для первичной ЦСП m = 8 при частоте следования импульсов в каждой разрядной последовательности fР = fТ/m = 256 кГц. Указанные импульсные последовательности используются для правильного определения каждого разряда комбинации, при выполнении операций кодирования и декодирования, при формировании группового цифрового сигнала, когда необходимо выделить временные интервалы для передачи позиций синхросигнала, СУВ, служебных сигналов;
  • РК – распределитель канальный, формирует из импульсной последовательности с fР n независимых канальных импульсных последовательностей КИ0, КИ1, …, КИn, где n – номер последнего канального интервала в цикле передачи первичной ЦСП, при общем числе канальных интервалов тогда частота следования КИ равна: эти импульсы используются для фиксации канальных интервалов в групповом цифровом ИКМ сигнале и их длительность должна равняться длительности канального интервала.
  • РЦ – распределитель цикловый, служит для формирования из импульсной последовательности fКИ S независимых цикловых импульсных последовательностей Ц0, Ц1, …, ЦS, где S – номер последнего цикла в сверхцикле при общем количестве цикловых интервалов в сверхцикле первичной ЦСП равном SЦ = 16, при этом частота следования одноименных цикловых импульсных последовательностей составляет

Распределители генераторного оборудования первичной ЦСП реализуются при помощи известных способов с использованием двоичных счетчиков и дешифраторов или на основе регистров сдвига с обратной связью [7, 13, 14].

Временные диаграммы, поясняющие формирование импульсных последовательностей на выходах РР, РК, РЦ приведены на рис. 5.16.

Рис. 5.16. Временные диаграммы формирования импульсных последовательностей на выходах ГО.

Рис. 5.16. Временные диаграммы формирования импульсных последовательностей на выходах ГО.

Для обеспечения одновременного (синхронного и синфазного) подключения соответствующих управляющих импульсных последовательностей (разрядной, канальной и цикловой) на передаче и приеме, приемные распределители подстраиваются под работу предающих распределителей при помощи сигналов “Установка по циклу” и “Установка по сверхциклу”, формируемых в системе цикловой синхронизации приемной станции. По сигналу “Установка по циклу” приемный разрядный распределитель начинает работать с первого разряда, а распределитель канальный с первого КИ (нулевого по индексу – КИ0). По сигналу “Установка по сверхциклу” распределитель цикловый начинает работать с первого цикла (нулевого по индексу – Ц0).

Функциональные блоки входящие в состав ГО реализуются известными способами [7, 9, 10, 11] с учетом особенностей построения первичной ЦСП с ИКМ.

К задающим генераторам систем передачи PDH не предъявляются такие высокие требования по стабильности частоты, формы выходного сигнала, как к ЗГ аналоговых систем передачи, поскольку в одной отдельно взятой ЦСП синхронный режим работы ГО передачи и приема автоматически обеспечивается работой системы тактовой синхронизации. Однако генераторное оборудование независимых цифровых систем передачи PDH, работающих в сети связи, не синхронизировано между собой, и это обстоятельство порождает целый ряд технических проблем, таких как объединение цифровых потоков, организация цифровых транзитов, проскальзывание цифровых сигналов и т.д. Способы решения этих проблем будут рассмотрены далее. Указанный выше недостаток ЦСП с ИКМ первого этапа их развития (получивших название плезиохронных ЦСП (PDH), т.е. “как бы” синхронных), послужил мощным стимулом к созданию ЦСП с ИКМ нового поколения, названных синхронными ЦСП (SDH).

Задающие генераторы систем передачи PDH в соответствие с рекомендациями МСЭ-Т должны обладать относительной нестабильностью не хуже 10 –5, поэтому в них может быть использована кварцевая стабилизация частоты без термостатирования по любой из известных схем [13].

Учитывая то обстоятельство, что ЗГ может работать как в режиме автогенерации на передаче, так и внешнего управления частотой от ВТЧ на приеме, в схему ЗГ вводится цепь фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) как показано на рис. 5.17.

Рис. 5.17. Функциональная схема ЗГ с фазовой автоподстройкой частоты.

Рис. 5.17. Функциональная схема ЗГ с фазовой автоподстройкой частоты.

В состав ФАПЧ входят:

  • ФД – фазовый детектор, в котором сравнивается фаза тактовой частоты, генерируемая ЗГ с фазой тактовой частоты с выхода ВТЧ и вырабатывается электрический сигнал пропорциональный их разности UРАЗН.
  • ФНЧ – фильтр низкой частоты, выделяет разностный сигнал UРАЗН на выходе ФД.
  • УПТ – усилитель постоянного тока, формирующий ток управления IУПР частотой , под воздействием IУПР тактовая частота ЗГ подстраивается под величину тактовой частоты на выходе ВТЧ до тех пор, пока они не станут одинаковыми, при этом обеспечивается синхронный и синфазный режим работы передающей и приемной частей аппаратуры первичной ЦСП.
  • ВТЧ обеспечивающий синхронный режим работы приемной части ГО является неотъемлемой частью системы тактовой синхронизации и поэтому методы выделения тактовой частоты будут рассмотрены в следующем разделе 5.2.2.
  • ФТП обеспечивает формирование прямоугольных импульсов с частотой следования, равной тактовой частоте и скважностью равной двум Одна из возможных схем ФТП и временные диаграммы ее работы приведены на рис. 5.18.

Рис. 5.18. Формирование синхроимпульсов тактовой частоты из гармонического колебания тактовой частоты.

Рис. 5.18. Формирование синхроимпульсов тактовой частоты из гармонического колебания тактовой частоты.

С выхода ЗГ напряжение тактовой частоты поступает на усилитель-ограничитель с двусторонним ограничением УО. Нижнее пороговое напряжение выбирается равным нулю, а верхнее минимально возможным. Это позволяет получить достаточно большую крутизну фронта импульса на выходе УО и уменьшить влияние колебаний амплитуды UТ на временные позиции синхроимпульсов. Формирование синхроимпульсов осуществляется за счет использования линии задержки ЛЗ, обеспечивающей формирование синхропоследовательности СИ2, сдвинутой относительно СИ1 на интервал времени tЛЗ. На схеме совпадения СС формируются синхроимпульсы СИ длительностью tСИ и периодом следования, равным периоду тактовой частоты. В ФТП генераторного оборудования tСИ = ÒИ. Приведенная выше схема используется также при работе устройств тактовой синхронизации для формирования так называемых стробирующих импульсов, имеющих минимально возможную длительность, то есть tСИ 0.

Рассмотренные способы построения узлов позволяют реализовать высоконадежное генераторное оборудование на основе современные достижений микросхемотехники.

5.2.2. Система тактовой синхронизации

Назначение системы тактовой синхронизации (СТС) является обеспечение синхронной работы ГО приемной и передающей частей ЦСП любого типа и, в частности, с ИКМ. Только в этом случае ГО приемной части будет вырабатывать управляющие импульсные последовательности полностью совпадающие по частоте и по времени с соответствующими последовательностями ГО передающей станции. Очевидно, что расхождение по частоте или во временном положении управляющих импульсных последовательностей на передаче и приеме приведет к нарушению самого принципа временного разделения каналов и, как следствие, к полному нарушению связи. Следовательно, основная задача СТС – исключить расхождение частот ГО передачи и приема или, по крайней мере, обеспечить минимально допустимую величину этого расхождения. Техническое решение указанной задачи в виде реализации независимых задающих генераторов (ЗГ) на передаче и приеме (даже с высочайшей стабильностью генерируемой тактовой частоты fТ) невозможно по той простой причине, что вероятность равенства частот, генерируемых двумя независимыми генераторами, равна нулю.

Вывод, следующий из вышеприведенных рассуждений, заключается в том, что ГО приемной части ЦСП должно быть принудительно синхронизировано при помощи СТС, использующей внешний синхросигнал, передаваемый от ГО передающей части ЦСП.

В принципе, в качестве внешнего сигнала для СТС может быть использован специальный синхросигнал, передаваемый по выделенным каналам или трактам. Однако, такой метод значительно усложняет построение оборудования и линейного тракта ЦСП, уменьшает пропускную способность, надежность и эффективность функционирования сети связи. Поэтому на практике применяется метод построения тактовой синхронизации, основанный на выделении компонентов тактовой частоты из принимаемого группового цифрового сигнала с ИКМ.

Как было показано ранее, групповой сигнал с ИКМ () представляет собой непрерывную случайную последовательность униполярных прямоугольных импульсов с амплитудой А, со скважностью равной 2 и имеющей частоту следования импульсов равную тактовой частоте . Отрезок группового сигнала с ИКМ приведен на рис. 5.19а.

Рис. 5.19. Составляющие группового цифрового сигнала с ИКМ.

Рис. 5.19. Составляющие группового цифрового сигнала с ИКМ.

а) униполярный групповой сигнал с ИКМ;

б) регулярная составляющая;

в) случайная составляющая;

г) гармонический сигнал с fТ.

этот сигнал может быть представлен в виде двух составляющих: 1) регулярного униполярного сигнала с амплитудой равной А/2 (UР на рис. 5.19б); 2) случайной двухполярной последовательности импульсов с амплитудами А/2 (UСЛ на рис. 5.19в), сумма которых имеет форму рассматриваемого отрезка группового сигнала . Очевидно, что в регулярной последовательности прямоугольных импульсов UР следующих с периодом ТТ и Q = 2, содержится компонента сигнала с тактовой частотой (UТ на рис. 5.19г). Таким образом, для выделения тактовой частоты из группового цифрового сигнала достаточно подать его на вход узкополосного фильтра, настроенного на тактовую частоту (ФТЧ), как показано на рис 5.20.

Рис. 5.20. Структурная схема выделителя тактовой частоты (ВТЧ).

Рис. 5.20. Структурная схема выделителя тактовой частоты (ВТЧ).

В состав выделителя тактовой частоты (ВТЧ) входят также усилители Ус1 и Ус2, предназначенные для развязывания тракта прохождения группового ИКМ сигнала на приеме и цепей, предназначенных для работы СТС (см. рис. 5.1) , а также для получения уровня сигнала тактовой частоты, необходимого для устойчивого функционирования СТС. Рассмотренный способ выделения тактовой частоты получил название метода пассивной фильтрации.

Достоинствами системы синхронизации с пассивной фильтрацией является простота реализации и, как следствие, высокие экономические показатели системы передачи.

К недостаткам относятся следующие факторы:

  1. пропадание тактовой частоты при перерывах связи;
  2. возможное пропадание тактовой частоты при появлении в принимаемом групповом цифровом сигнале длинной последовательности нулевых символов (нулей);
  3. зависимость стабильности выделения периода тактовой частоты от длины серии нулей (характера кодовых комбинаций), порождающие фазовые дрожания стробирующих импульсов в регенераторах (джиттер);
  4. влияние стабильности параметров ФТЧ на процесс выделения тактовой частоты.

В процессе развития ЦСП с ИКМ разработаны методы позволяющие значительно уменьшить или вообще устранить указанные недостатки.

Наиболее эффективным способом устранения практически всех недостатков метода пассивной фильтрации, является построение СТС на основе метода активной фильтрации, при котором сигнал с выхода ВТЧ поступает в устройство автоподстройки частоты независимого тактового генератора, как это было показано в разделе 5.2.1 (рис. 5.17). В этом случае, при перерывах связи (пропадании группового ИКМ сигнала на приеме) генератор тактовой частоты фиксирует состояние генерируемого колебания на момент пропадания внешнего сигнала, и система тактовой синхронизации остается работоспособной.

Нарушение работы СТС возможно и при безаварийном режиме работы первичной ЦСП с ИКМ в том случае, если в групповом цифровом сигнале появляется длинная последовательность нулей. Очевидно, что из нулевого сигнала невозможно выделить никакую информацию, в том числе и информацию о тактовой частоте. Такая ситуация могла бы иметь место в системах с ИКМ, если не принимать специальных мер. Действительно, если отсутствует передача информации по каналам первичной ЦСП PDH (например, глубокой ночью, когда все возможные абоненты спят), то согласно рассмотренному ранее алгоритму формирования группового ИКМ сигнала, последний представлял бы собой на периоде дискретизации сумму состоящую из 31 “пустых” 2-х разрядных канальных интервалов плюс один регулярно передаваемый сигнал цикловой синхронизации. Естественно, что в этом случае система тактовой синхронизации окажется неработоспособной и полностью нарушится связь в первичной ЦСП. Для устранения длинной последовательности нулей рассматриваемого вида на практике используется простой, но очень эффективный способ, заключающийся в том, что каждый второй двоичный символ группового цифрового сигнала принудительно инвертируется, то есть вместо “0” передается “1” и наоборот, вместо “1” передается “0”. Тогда вместо длинной последовательности нулей вида …0000000000… будет передаваться цифровой сигнал структуры …0101010101…, в котором содержится компонента тактовой частоты. Для реализации этого способа в состав “Кодера” введено устройство, которое можно назвать преобразователем кода кодера (ПККОД), и которое инвертирует каждый второй символ полученного на выходе кодера группового ИКМ сигнала. В “Декодере” на приемной стороне происходит обратное преобразование, полностью восстанавливающее исходную структуру группового ИКМ сигнала при помощи преобразователя кода декодера (ПКДЕК). Приведенный способ устранения длинной последовательности нулей вполне достаточен для обеспечения надежной работы первичной ЦСП при организации первичного цифрового потока со скоростью передачи 2048 кб/с. Однако, этого способа (способа “черезсимвольной инверсии”) оказывается недостаточным, чтобы устранить длинные последовательности нулей при формировании цифровых потоков более высоких порядков. В этом случае “длинные нули” устраняются при помощи операции скремблирования и путем применения специальных неалфавитных кодов, называемых “кодами с высокой плотностью единиц” или, в английской аббревиатуре – HDB, (High Digital Binary). Сущность и алгоритм данных способов будут рассмотрены в следующей главе.

Важнейшим параметром, характеризующим качество работы системы тактовой синхронизации, является флуктуация временных моментов стробирующих импульсов или другими словами джиттер. Явление возникновения джиттера поясняет рис. 5.21.

Рис. 5.21. Возникновение флуктуации временных моментов стробирующих импульсов (джиттера):

Рис. 5.21. Возникновение флуктуации временных моментов стробирующих импульсов (джиттера):

а) случайная двоичная последовательность группового ИКМ сигнала ();

б) квазигармонический сигнал (UК ГАР) на выходе ВТЧ;

в) стробирующие импульсы (UСТР) на выходе ФСИ.

Главной и принципиальной причиной возникновения ждиттера является случайный характер следования двоичных символов группового ИКМ сигнала, фрагмент которого показан на рис. 5.21а. Вследствие этого амплитуда компоненты тактовой частоты, входящей в состав группового сигнала и выделяемая при помощи ВТЧ, зависит от его структуры и является величиной изменяющейся во времени, как показано на рис. 5.21б. Такой сигнал и называется квазигармоническим. Из полученного квазигармонического сигнала при помощи ФСИ вырабатывается управляющая последовательность узких импульсов с тактовой частотой. Называемых стробирующими импульсами, рис. 5.21в. В состав ФСИ любой конфигурации входит схема сравнения, в которой при превышении амплитудой UК ГАР некоторого фиксированного порогового напряжения (см. рис. 5.18) формируется стробирующий импульс. Поскольку амплитуда квазигармонического сигнала изменяется во времени, изменяется также и момент “принятия решения” о формировании стробирующего импульса, и они получают временной сдвиг относительно их необходимого положения, который изменяется (флуктуируется) во времени от Т1 = ТМИН до Т2 = ТМАКС. Рассмотренный тип джиттера возникает в оконечных и линейных регенераторах ЦСП с ИКМ и приводит к ухудшению всех основных качественных показателей цифровых каналов и трактов. Вследствие этого величина джиттера строго регламентируется и контролируется в процессе эксплуатации. Явление джиттера возникает также и по другим причинам, в частности, при асинхронном объединении цифровых потоков и будет рассмотрено далее.

Наконец, на качество работы системы тактовой синхронизации оказывают влияние параметры фильтра выделителя тактовой частоты (ФТЧ), основным элементом которого является параллельный резонансный LC-контур, настроенный на тактовую частоту: . К величине добротности контура предъявляются два противоречивых требования. С одной стороны должна быть обеспечена достаточно высокая добротность контура, что позволяет уменьшить колебания амплитуды квазигармонического сигнала на выходе ВТЧ и, как следствие, уменьшает джиттер тактовых стробирующих импульсов. С другой стороны увеличение добротности Q контура приводит к увеличению избирательности, что ужесточает требования к стабильности ЗГ тактовой частоты, так как на выходе высокодобротного LC-контура, настроенного на номинальное значение тактовой частоты, квазигармонического сигнала вообще не будет, даже при небольшом отклонении частоты ЗГ от номинала. То есть система тактовой синхронизации перестанет работать. Очевидно, что существует некоторое оптимальное значение величины добротности Q, удовлетворяющее двум указанным выше требованиям. Однако, изменение параметров ФТЧ (температурных, временных и т.д.) приводит к нарушению условий оптимума и ухудшает качество работы системы тактовой синхронизации. Для устранения этого недостатка в ЦСП с ИКМ применяют высокостабильные фильтры, в частности, кварцевые, имеющие весьма высокую добротность и хорошую временную стабильность параметров.

5.2.3. Система цикловой синхронизации

Назначение системы цикловой синхронизации (СЦС) является обеспечение правильного декодирования кодовых канальных комбинаций и распределение группового АИМ сигнала по соответствующим приемникам каналов.

Для обеспечения этого вида синхронизации на передающей станции в начале каждого цикла первичной ЦСП с ИКМ в состав группового ИКМ () сигнала вводится специальный цикловый синхросигнал (ЦСС), который представляет собой 7-разрядную группу импульсов со структурой вида 0011011 и передающейся на позициях разрядов со 2-го по 8-ой (Р2 – Р8) первого канального интервала (КИ0) (КИ0 на рис. 5.3). выбор 7-ми разрядов для формирования ЦСС обусловлен 7-ми разрядным , применяемом в первых ЦСП с ИКМ типа Т1. Первый разряд (Р1) данного канального интервала не используется для формирования ЦСС, и на практике используется для передачи символов дискретной информации (ДИ) со скоростью передачи 8 кБит/с.

На приемной стороне находится приемник ЦСС, который выделяет цикловый синхросигнал из принимаемого группового ИКМ сигнала () и обеспечивает синхронную работу разрядных и канальных распределителей ГО передающей и приемной станции. Основными признаками, отличающими цикловый синхросигнал от кодовых комбинаций канальных сигналов являются: 1) постоянство его структуры; 2) периодичность повторения (то есть повторяемость появления на одних и тех позициях в каждом цикле). Эти свойства используются при выделении цифрового синхросигнала на приемной станции, так как групповой ИКМ сигнал в силу случайного характера абонентских телефонных сигналов свойствами постоянства структуры и периодичности повторения не обладает.

Структура кодовой комбинации циклового синхросигнала выбирается такой, чтобы вероятность ее появления при передаче информационных символов была наименьшей, а вероятность появления нулей и единиц была примерно одинаковой. Этим условиям и отвечает ЦСС вида 0011011, используемый при построении системы цикловой синхронизации в первичной ЦСП с ИКМ типа ИКМ-30.

Цикловый синхросигнал указанной структуры формируется в передатчике синхросигнала (Пер СС, рис. 5.1), одна из возможных схем которого приведена на рис. 5.22.

Рис. 5.22. Формирователь циклового синхросигнала.

Рис. 5.22. Формирователь циклового синхросигнала.

Формирователь циклового синхросигнала состоит из семиразрядного регистра сдвига (РС), на вход которого подается последовательность прямоугольных импульсов, следующих с частотой передачи ЦСС (FЦСС). Эти импульсы с тактовой частотой fТ “переписываются” по ячейкам РС. На тех отводах РС, на которых необходимо сформировать нулевые символы ЦСС, включены инверторы [1]. Полученная структура ЦСС через сумматор [1] вводится в канальный интервал КИ0 в разряды Р2 – Р8 в начале каждого второго цикла первичной ЦСП с ИКМ. Таким образом частота передачи цикловой синхронизации равна FЦСС = 4 кГц. Для надежной работы Пер СС его выход блокируется на время передачи всех остальных канальных интервалов с КИ1 по КИ31.

На приемной станции находится приемник циклового синхросигнала (Пр СС, рис. 5.1), обеспечивающий установку синхронизма после включения аппаратуры в работу, контроль за состоянием синхронизма в рабочем режиме, обнаружение сбоя синхронизма и его восстановление. Обобщенная функциональная схема построения приемника циклового синхросигнала приведена на рис. 5.23.

Рис. 5.23. Схема приемника циклового синхросигнала.

Рис. 5.23. Схема приемника циклового синхросигнала.

В состав Пр СС входят следующие основные функциональные узлы: опознаватель, анализатор и решающее устройство.

Временные диаграммы, поясняющие процессы взаимодействия вышеперечисленных узлов Пр СС, показаны на рис. 5.24. на рис. 5.24 приведен пример вхождения аппаратуры в синхронизм после ее включения при отсутствии воздействия помех и искажений на принимаемый групповой ИКМ сигнал (рис. 5.24а, точка рис. 5.23) Напомним, что в начале каждого второго цикла передачи ТЦ в состав первичного группового цифрового сигнала вводится цикловый синхросигнал (ЦСС) на позициях первого канального интервала (КИ0) в цикле, имеющих структуру 0011011. На рис. 5.24, с целью достижения компактности и наглядности в изображении временных процессов при вхождении системы в синхронизм, ЦСС приведен в виде структуры 11010, передающейся в каждом цикле группового сигнала (рис. 5.24а). алгоритм же взаимодействия основных функциональных узлов Пр СС остается неизменным при любой структуре ЦСС и частоте его следования.

Опознаватель синхросигнала выделяет из группового ИКМ сигнала кодовые комбинации, совпадающие по структуре с ЦСС. В этом случае (при совпадении) на его выходе появляется последовательность импульсов (UЦ ГР) с длительностью и периодом следования равным ТЦ = ТД, как показано на рис. 5.24б (точка рис. 5.23).

Рис. 5.25 Структурная схема неадаптивного синхросигнала.

Рис. 5.25 Структурная схема неадаптивного синхросигнала.

Анализатор определяет соответствие момента времени прихода импульсов с цикловой частотой UЦ ГР, выделенных из группового ИКМ сигнала, с временным положением импульсной последовательности с такой же частотой (UЦ ГО), но сформированной в ГОпр путем соответствующего деления величины тактовой частоты, получаемой на выходе ВТЧ (рис. 5.24в, точка рис. 5.23). Поскольку импульсные последовательности UЦ  ГР и UЦ ГО выделяются из одного итого же группового ИКМ сигнала, частота их следования абсолютно одинакова, но моменты появления символов (фазовые соотношения) в общем случае при вхождении Пр СС в синхронизм не совпадают. Этот период времени можно назвать зоной несовпадения ТНЕСОВП, как показано на рис. 5.24.

Решающее устройство определяет количество сигналов несовпадений UНЕСОВП, показанных на рис. 5.24г, точка и, при достижении некоторого предельного значения формирует сигнал подстройки фазы цикловой частоты UПОДСТР (рис. 5.24д, точка рис. 5.23), вырабатываемой ГОпр. Предельное число фиксируемых несовпадений в Пр СС обычно составляет величину 4 – 6 (в рассматриваемом примере 4).

При наличии сигнала UПОДСТР на выходе решающего устройства первый же импульс цикловой частоты, выделенной из группового сигнала UЦ  ГР, установит другую “Фазу” импульсов цикловой частоты, вырабатываемую ГОпр UЦ  ГР, таким образом, чтобы обе импульсные последовательности UЦ  ГР и UЦ  ГО совпадали. Это показано на рис. 5.24 д-б-в.

Решающее устройство определяет количество импульсных сигналов совпадений UСОВП, показанных на рис. 5.24е, точка рис. 5.23. в случае когда их число достигнет определенной величины (обычно 2-3, а в приведенном примере – 3), в решающем устройстве вырабатывается сигнал блокировки подстройки фазы цикловой частоты UБЛОК, показанный на рис. 5.24ж, точка рис. 5.23, и фиксируется состояние режима синхронизации ГОпер и ГОпр.

Интервал времени между предыдущим фиксированным состоянием ГОпр в отсутствие синхронизма и состоянием ГОпр в режиме синхронизма называется временем вхождения в синхронизм – ТВХ СИНХР, рис. 5.24ж. Одна из возможных структурных схем приемника циклового синхросигнала, реализующая рассмотренный выше неадаптивный алгоритм работы ПрСС, показана на рис. 5.25.

Рис. 5.25. Структурная схема неадаптивного приемника циклового синхросигнала.

Рис. 5.25. Структурная схема неадаптивного приемника циклового синхросигнала.

В состав схемы входят все функциональные узлы: опознаватель, анализатор, решающее устройство, ВТЧ с ФТИ ГОпр, приведенные на рис. 5.23. и реализованные на базе цифровых логических элементов: РС – регистра сдвига, – инверторов, И – схем совпадений, НЕТ – схема

отрицания равнозначностей, Н1 и Н2 – показателей импульсов по выходу и входу в состояние синхронизма соответственно. Легко убедиться, что данная схема ПрСС устанавливает состояние синхронизма при любых режимах работы: вхождения или восстановления синхронизма.

Режим вхождения в синхронизм имеет место при первоначальном включении аппаратуры в работу. Режим восстановления синхронизма при нарушениях в периодичности импульсной последовательности цикловой частоты, выделяемой из группового ИКМ сигнала, под воздействием помех и искажений в цифровом линейном тракте, а также при совпадении структуры канальных кодовых комбинаций со структурой ЦСС (“ложное” ЦСС).

Время вхождения в синхронизм или восстановления синхронизма является одним из основных параметров ЦСП с ИКМ. Допустимое время восстановления синхронизма определяется свойствами передаваемой информации. При использовании первичной ЦСП с ИКМ для организации соединительных линий между АТС время восстановления ограничивается несколькими миллисекундами. При передаче телефонной информации абонент практически не заметит перерыва связи в несколько десятков миллисекунд, однако при сбое цикловой синхронизации нарушается работа каналов передачи СУВ, что может привести к разъединению абонентов. Допустимое время пропадания каналов передачи СУВ, которое не отражается на работе приборов АТС и определяет допустимое время восстановления синхронизма, обычно составляет около 2 мс. Для ЦСП с ИКМ с цифровыми потоками высоких порядков, принцип построения которых будет рассмотрен далее в главе, время восстановления синхронизма гораздо более ограничено.

Для уменьшения времени вхождения в синхронизм в ЦСП с ИКМ нашли применение адаптивные приемники цифрового синхросигнала.

Недостатком неадаптивных ПрСС является то, что поиск состояния синхронизма начинается только после накопления нескольких импульсных сигналов (в приведенном примере 4), “отмечающих” состояние несинхронной работы ГОпер и ГОпр (рис. 5.24г).

Время восстановления в адаптивных приемниках можно существенно уменьшить если “накопление” сигналов несовпадения UЦ  ГР и UЦ  ГО и поиск состояния синхронизма осуществляется параллельно, т.е. одновременно. В этом случае по первому же сигналу нарушения синхронизма начинается поиск синхросигнала, в то время как генераторное оборудование продолжает сохранять предыдущие состояния до тех пор, пока не будет зафиксировано новое состояние синхронизма.

В современных цифровых системах передачи PDH используется адаптивный способ построения приемников в составе системы цикловой синхронизации, обеспечивающий требуемые качественные показатели ЦСП с ИКМ, в частности, время вхождения в синхронизм и время восстановления синхронизма.

5.2.4. Система сверхцикловой синхронизации

Сверхцикловая синхронизация обеспечивает правильное распределение сигналов СУВ по соответствующим каналам. Работа системы сверхцикловой синхронизации (ССЦС), как и работа системы цикловой синхронизации (СЦС), основана на передаче в групповом ИКМ сигнале сверхцикловой синхрогруппы. Для этого используется один из циклов передачи – С0. Работа приемника сверхциклового синхросигнала практически ничем не отличается от работы приемника циклового синхросигнала, только установка сверхцикловой синхронизации начинается после установки цикловой. Если произошло нарушение только сверхцикловой синхронизации, то ее поиск начинается после пропадания двух сверхцикловых синхрогрупп подряд.

Плезиохронная цифровая иерархия PDH (ПЦИ)


*****
© Банк лекций Siblec.ru
Формальные, технические, естественные, общественные, гуманитарные, и другие науки.