6. Оборудование цифрового линейного тракта с электрическим интерфейсом

В оконечном оборудовании цифровых систем передачи (ЦСП) все виды первичных сигналов преобразуются в двоичный (бинарный) сигнал, состоящий из последовательности видеоимпульсов и пауз, отображающих единицы и нули цифровой информации. Совокупность устройств, обеспечивающих передачу цифрового сигнала на противоположную оконечную станцию системы передачи, его прием и необходимую достоверность, называется цифровым линейным трактом (ЦЛТ). Двоичный электрический сигнал при передаче по ЦЛТ подвергается искажениям и воздействию различного рода помех, так же, как и групповой сигнал, передаваемый по линейному тракту аналоговых систем передачи. Характер этих воздействий на цифровой электрический сигнал, качественные и количественные методы их оценки и способы борьбы с ними имеют специфические особенности, которые и рассматриваются далее.

6.1. Источники искажений и помех в цифровом линейном тракте

6.1.1. Структура цифрового линейного тракта

Наиболее важной особенностью цифрового способа передачи сигналов является возможность восстановления формы искаженной импульсной последовательности при прохождении через направляющую среду, например, кабельную линию связи. Импульсная последовательность восстанавливается с помощью специальных устройств, называемых регенераторами, которые размещаются вдоль линии передачи цифрового сигнала. Для уменьшения искажений, вносимых направляющей средой, например, кабельной линией, а также для повышения достоверности передаваемой информации, двоичный цифровой сигнал в современных ЦСП преобразуется в так называемый цифровой линейный сигнал при помощи преобразователей кода на передающей оконечной станции. На приемной станции производится обратное преобразование линейного сигнала в двоичный цифровой сигнал при помощи преобразователя кода приема.

Регенераторы в современных ЦСП выполняют три основные функции:

  • корректирование формы принимаемых импульсов;
  • выделение тактовой частоты из линейного цифрового сигнала;
  • полное восстановление формы и временных соотношений в линейном цифровом сигнале (этот процесс и называется регенерацией).

Структурная схема ЦЛТ для передачи цифрового сигнала в одном направлении приведена на рис. 6.1. Преобразователи передачи и приема и оконечные регенераторы системы передачи входят в состав оборудования линейного тракта (ОЛТ) оконечных станций ЦСЛ. Линейные регенераторы, обеспечивающие регенерацию линейного цифрового сигнала на участках линейного тракта, называемых участками регенерации, размещаются в регенерационных пунктах (РП).

Рис. 6.1. Структурная схема ЦЛТ

Рис. 6.1. Структурная схема ЦЛТ

На рис. 6.2. показаны сигналы длительностью и периодом следования Т, определяющем тактовую частоту в различных точках ЦЛТ при использовании в качестве линейного сигнала с чередованием полярности импульсов (ЧПИ), получившего наибольшее распространение в ЦСП. Этот сигнал формируется преобразователем кода передачи (точка 2). На входе регенератора (точка 3) этот сигнал искажается и подвергается воздействию помех. Регенератор восстанавливает форму сигнала, поэтому на его выходе сигнал совпадает по форме с сигналом на выходе оконечной станции передачи. Преобразователь кода приема преобразует линейный цифровой сигнал с ЧПИ в бинарный (точки 4 и 5).

6.1.2. Причины возникновения искажений и помех в ЦЛТ

В настоящее время достаточно широкое распространение в качестве направляющей среды для передачи цифровых сигналов получили электрические кабели, как симметричные, так и коаксиальные. Передаваемые по ним импульсные сигналы искажаются и подвергаются воздействию различного радо помех; собственных, переходных, из-за несогласованности входных и выходных сопротивлений регенераторов в ЦЛТ, импульсных и индустриальных. Рассмотрим сначала влияние искажений на передачу цифровых сигналов. Амплитудно-частотная характеристика затухания кабеля и таких необходимых элементов ЦЛТ, как линейные трансформаторы и входные усилители в регенераторах имеют ярко выраженную частотную зависимость, показанную на рис. 6.3 и существенно отличается от условий безыскаженной передачи.

Как известно, элементарные посылки цифрового сигнала, как и любого другого сигнала, ограниченного во времени, имеют бесконечный по частоте энергетический спектр. Как видно из рис. 6.3, постоянную составляющую и низкочастотную составляющую энергетического спектра цифрового сигнала оказывается невозможно передавать без искажений по ЦЛТ из-за влияния линейных трансформаторов и разделительных емкостей в усилительных каскадах регенератора. Это явление получило название ограничения полосы частот цифрового сигнала снизу. Аналогично, увеличение затухания кабельной цепи и уменьшение в регенераторах усиления с ростом частоты приводит к ограничению полосы частот цифрового сигнала сверху.

Простейшая эквивалентная схема ЦЛТ, имитирующая ограничение полосы частот сверху, может быть представлена в виде интегрирующей RC-цепи (рис. 6.4а). напряжение на выходе UВЫХ(t) такой цепи пропорционально интегралу от напряжения на входе UВХ(t) и имеет вид, показанный на рис 6.4б. чем длиннее участок регенерации, тем меньше амплитуда сигнала на его выходе UВЫХ(t) и тем резче выражено явление увеличения длительности выходных импульсов. При значительном ограничении полосы частот ЦЛТ сверху и большой протяженности участка регенерации передаваемые импульсные посылки настолько увеличиваются по длительности, что не успевают закончиться к моменту прихода следующего импульса или пробела. Это приводит к наложению принимаемых импульсных сигналов, особенно сильно ощущаемому для соседних символов цифрового потока. Таким образом, искажения цифрового сигнала, вызванные ограничением полосы частот ЦЛТ в области высоких частот, являются причиной появления так называемых межсимвольных помех.

К искажениям формы передаваемых цифровых сигналов приводит к ограничению полосы частот ЦЛТ снизу. При этом простейшая эквивалентная схема ЦЛТ может быть представлена в виде дифференцирующей RL-цепи рис. 6.5а. напряжение на выходе UВЫХ(t) четырехполюсника будет пропорционально производной от напряжения на входе UВХ(t)и показано на рис. 6.5б. ослабление низкочастотных составляющих цифрового сигнала приводит к появлению выбросов в принимаемом импульсном сигнале. Причем полярность выброса противоположна полярности передаваемых символов цифрового сигнала и спад выброса затягивается на последующие тактовые интервалы, также вызывая межсимвольные помехи. Таким образом, ограничение полосы частот ЦЛТ снизу и сверху приводит к искажению формы передаваемых по кабелю связи цифровых сигналов, которое является причиной появления межсимвольных помех. Уменьшить межсимвольные помехи можно за счет применения линейных кодов и корректирующих усилителей в регенераторах.

На цифровой поток в ЦЛТ также накладываются различного рода посторонние электрические сигналы, которые собственно и являются электрическими помехами, показанными на рис. 6.1. Характер таких помех оказывается существенно различным для разного типа кабелей.

Так, в симметричном кабеле, на основе которого строятся ЦЛТ местных и внутризоновых сетей связи, основным видом помех являются переходные помехи. Они возникают вследствие конечности переходного затухания между парами кабеля в четверке и между четверками. Влияние помехи на передаваемый цифровой сигнал зависит от способа организации ЦЛТ. При однокабельной организации ЦЛТ преобладают переходные помехи на ближнем конце участка регенерации, а при использовании двухкабельной системы – переходные помехи на дальнем конце. Величина переходных помех определяется уровнем цифрового сигнала на передаче, переходным затуханием на ближнем или дальнем концах, а также видом энергетического спектра линейного цифрового сигнала и его скоростью передачи.

Характер суммирования переходных помех в парах кабеля, подверженных влиянию, зависит от числа ЦЛТ, организованных по одной кабельной цепи. При малом числе влияющих ЦЛТ (от двух до четырех) переходная помеха от различных цепей складывается по напряжению. При большом числе влияющих цепей (более четырех) сложение переходных помех осуществляется по мощности.

Другим существенным видом помех для ЦЛТ, организованных по симметричному кабелю, являются помехи от отраженных сигналов. Они возникают из-за несогласованности волновых сопротивлений кабеля и входных и выходных цепей регенераторов, а также из-за неоднородностей волнового сопротивления в местах стыка строительных длин. Отраженные в местах несогласованностей и неоднородностей паразитные цифровые потоки, которые опережают линейный цифровой сигнал или отстают от него и выступают в роли мешающего электрического сигнала, то есть помехи.

Специфическим видом помех в ЦЛТ симметричного кабеля являются импульсные помехи, создаваемые коммутационными приборами автоматических телефонных станций (АТС). Этот вид помех является определяющим на регенерационных участках ЦСП местной сети, прилегающих к АТС. Для того, чтобы уменьшить мешающее воздействие импульсных помех пристанционные участки регенерации приходится делать укороченными (обычно в два раза по сравнению с номинальной длиной).

Собственные (или тепловые) помехи являются основными в ЦЛТ, организованные при помощи коаксиальных кабелей связи. Характерная особенность коаксиальных цепей состоит в том, что с увеличением частоты резко возрастает величина переходного затухания между коаксиальными парами (например, уже на частоте 1 МГц не менее 120 дБ), поэтому при передаче по ним цифровых сигналов переходные помехи отсутствуют. Собственные помехи в коаксиальных ЦЛТ вызываются, в основном, хаотическим тепловым движением электронов в кабельных цепях и шумами усилительных элементов во входных цепях регенераторов. Величина собственных помех в коаксиальной паре зависит от скорости передачи цифровых сигналов и длины участка регенерации. В целом величина помех в ЦЛТ коаксиального кабеля оказывается намного меньше, чем в трактах симметричного кабеля. Это является основной причиной того, что коаксиальные кабели используются для высокоскоростной передачи цифровых потоков.

6.1.3. Способы оценки влияния искажений и помех

Основной оценкой качества передачи двоичной информации по ЦЛТ является величина коэффициента ошибок или вероятности ошибок. Ниже рассматривается взаимосвязь между коэффициентом ошибок и другими параметрами ЦЛТ: защищенностью (отношением сигнал/помеха), скоростью передачи и числом уровней цифрового сигнала в линии. Для качественной оценки коэффициента ошибок используется метод глаз-диаграммы.

Коэффициент ошибок КОШ определяется как отношение числа ошибочно принятых NОШ к общему числу переданных символов NО:

(6.1)

При передаче двоичных сигналов в ЦСП коэффициент ошибок численно совпадает с вероятностью ошибки: РОШ = КОШ. Поскольку на цифровой поток, передаваемый по ЦЛТ, всегда воздействуют искажения и помехи, они приводят к цифровым ошибкам. Это означает, что какая-то часть бинарных символов будет принята неверно: на месте “1” может оказаться “0” и наоборот. То есть вероятность ошибки всегда отлична от нуля: РОШ 0. Влияние цифровых ошибок на передачу телефонных сигналов существенно отлично от влияния помех в каналах аналоговых систем.

Каждая ошибка после декодирования на выходе стандартного канала ЦСП приводит к резкому изменению амплитуды аналогового телефонного сигнала, на его выходе, как показано на рис. 6.6. Экспериментально установлено, что к заметному прослушиванию щелчков приводят ошибки в одном из двух старших разрядах любой кодовой комбинации канального цифрового сигнала с импульсно-кодовой модуляцией ИКМ. Качество передачи телефонной информации по существующим нормам считается удовлетворительным, если в канале ЦСП прослушивается не более одного щелчка в минуту.

При частоте дискретизации 8 кГц (что имеет место во всех современных ЦСП) по каждому каналу в течение 1 мин. передается 8 000 * 60 = 480 000 кодовых комбинаций. Опасными в отношении щелчков являются только два старших символа цифрового сигнала или 2 * 480 000 = 960 000 символов. При равной вероятности ошибочного приема любого из двух старших символов, вероятность ошибки в канале ЦСП при максимальной протяженности ЦЛТ должна удовлетворять условию:

Длину участков регенерации, входящих в состав ЦЛТ (рис. 6.1) необходимо выбирать таким образом, чтобы РОШ всего линейного тракта не превышала приведенного допустимого значения 10 –6. Если считать параметры всех участков ЦЛТ одинаковыми, то вероятность ошибки на одном участке регенерации не должна превышать величины:

(6.2)

где n – число регенераторов.

Между вероятностью ошибки регенератора и величиной защищенности (или, другими словами, отношением сигнал/помеха) существует однозначная зависимость, заключающаяся в том, что увеличение защищенности приводит к снижению вероятности ошибки. Действительно, очевидно, что для правильного восстановления символов в регенераторе требуется некоторая минимальная величина отношения сигнал/помеха на его входе. Рассмотрим простейший случай, когда на входе регенератора принимается цифровая последовательность и отрицательные импульсы длительностью с амплитудами соответственно +UВХ и –UВХ (двухуровневая последовательность) при равной вероятности появления импульсов разной полярности (рис. 6.7). В этом случае пороговое напряжение в регенераторе должно быть равно нулю, если в момент принятия решения амплитуда сигнала с учетом воздействия помех больше нуля, то на выходе регенератора восстанавливается положительный импульс; если амплитуда сигнала с учетом помех меньше нуля, то будет регенерирован отрицательный импульс. Для расчета вероятности ошибки предположим, что напряжение помехи, накладывающейся на сигнал, имеет функцию распределения W(UП), подчиняющуюся нормальному закону (что является справедливым во всех практически важных случаях):

(6.3)

где – эффективное (или среднеквадратическое) напряжение помехи. При регенерации положительного импульса ошибка имеет место в том случае, если в момент решения мгновенное значение амплитуды помехи более отрицательно, чем –UВХ, при импульсе отрицательной полярности ошибка имеет место, если амплитуда помехи более положительна, чем +UВХ (рис. 6.8). тогда вероятность ошибки будет равна

(6.4.)

где – табулированный интеграл вероятности, зависящий от отношения сигнал/помеха.

Полученная зависимость вероятности ошибки от защищенности АЗ (отношения сигнал/помеха) для рассмотренного выше двухуровневого цифрового сигнала показана на графике, рис.6.9. в диапазоне отношения сигнал/помеха, превышающего 15 дБ, вероятность ошибки при малом увеличении этого отношения резко уменьшается. Это явление в ЦСП называется пороговым эффектом. Так, например, увеличение защищенности до 16 дБ, обеспечивает уменьшение вероятности ошибки примерно на два порядка с 10 –8 до 10 –10.

Рис. 6.9. Зависимость регенератора от защищенности.

Использование многоуровневого способа передачи цифровых сигналов позволяет осуществить гибкое варьирование величиной отношения сигнал/помеха и шириной полосы частот, которая прямопропорционально связана со скоростью передачи, выраженной в бит/с. подробно это явление будет рассмотрено далее в разделе 6.4.

На практике для качественной оценки искажений и помех, возникающих при передаче цифрового сигнала от регенератора к регенератору, широко используется метод глаз-диаграммы. Она предоставляет собой результат наложения всех возможных принимаемых импульсных последовательностей в течение промежутка времени, равного двум тактовым интервалам линейного сигнала. Пример такой глаз-диаграммы для широко распространенного троичного линейного кода с чередованием полярности импульсов (ЧПИ) показан на рис. 6.10 при условии, что импульс на входе регенератора имеет косинусквадратную форму с длительностью, равной 2Т:

Р = 1, 0, -1

Из приведенного рисунка легко определить зону или “раскрыв”, в пределах которой должна производиться операция решения, для каждого из двух уровней: для положительных импульсов в диапазоне от 0 до +UВХ, для отрицательных от –UВХ до 0. Вертикальные линии, проведенные через каждый тактовый интервал Т, соответствуют идеальным моментам решения.

Процесс принятия решений в регенераторе можно проиллюстрировать с помощью точки пересечения (крестика) в каждом раскрыве глаз диаграммы (рис. 6.10). Вертикальная черта крестика определяет момент решения, а горизонтальная – порог решения. Для обеспечения безошибочной регенерации цифровой последовательности раскрывы глаз-диаграммы должны быть чистыми; это означает, что на глаз-диаграмме должна существовать некоторая зона, в пределах которой и должна располагаться точка пересечений моментов решений. Практические искажения импульсов приводят к уменьшению раскрыва глаз-диаграммы по сравнению с идеальным случаем. Минимальное расстояние между точкой пересечения и “краями” глаз-диаграммы, является мерой запаса помехоустойчивости.

Рис. 6.10. а) Линейный сигнал с ЧПИ на выходе и входе регенератора; б) Соответствующая ему глаз-диаграмма на входе регенратора.

6.2. Регенерация линейных сигналов в ЦСП

6.2.1. Требования к линейным сигналам

Линейные цифровые сигналы, при помощи которых передается бинарная информация на участках регенерации ЦЛТ, применяются во всех типах современных ЦСП для уменьшения искажений и помех, возникающих при передаче цифровых сигналов и, как следствие, для уменьшения вероятности ошибки в процессе регенерации.

Линейные цифровые сигналы, получаются из двоичной последовательности, путем использования специальных линейных кодов. В общем случае при помощи линейных сигналов происходит согласование спектральных характеристик цифровых сигналов, подлежащих передаче, со спектральными характеристиками используемой линии передачи. При этом должна обеспечиваться заданная скорость передачи, требуемая помехозащищенность и возможность выделения хронирующего сигнала (тактовой частоты) из передаваемого линейного сигнала для обеспечения тактовой синхронизации в линейных регенераторах и приемной станции, желательно также, чтобы структура линейного сигнала позволяла обнаруживать ошибки и исправлять их.

Поскольку кабельные линии передачи имеют возрастающий с частотой характер затухания и не передают постоянную составляющую сигналов из-за наличия линейных трансформаторов, основным требованием, удовлетворяющим условию согласования спектральных характеристик сигнала и линии передачи, является требование сосредоточения основной энергии линейного сигнала в ограниченной полосе частот и устранение из него постоянной составляющей.

Удовлетворение перечисленных выше требований необходимо реализовать при помощи алгоритмов, обеспечивающих минимальный объем оборудования цифрового линейного тракта.

6.2.2. Линейные коды в ЦСП

При формировании линейных сигналов ЦСП каждому подлежащему передаче двоичному цифровому символу “0” или “1” (или группе символов) ставится в соответствие элемент (или группа элементов) линейного сигнала, передаваемый за один тактовый интервал Т (или несколько тактовых интервалов). Алгоритм формирования цифрового линейного сигнала называется линейным кодированием. В этой связи цифровой линейный сигнал, полученный по определенному алгоритму линейного кодирования, часто называют просто: линейный код в ЦСП.

В общем случае, элементом линейного сигнала может быть любое сочетание импульсов и пауз внутри тактового интервала Т. Однако, в подавляющем большинстве практически важных случаев элементы цифровых линейных сигналов выбираются исходя из следующих ограничений: импульсы имеют прямоугольную форму и их длительность Т или Т/2; передний и задний фронты импульсов совпадают с границей либо серединой тактового интервала; амплитуда импульсов независимо от числа элементов одинакова и равна А/2.

При этих условиях количество элементов цифровых линейных сигналов равно 9 и показано на рис. 6.11.

Рис. 6.11. Элементы цифрового линейного сигнала.

Рис. 6.11. Элементы цифрового линейного сигнала.

Формирование линейного сигнала из этих элементов может осуществляться абсолютными или относительными методами. В первом случае каждому символу двоичного сигнала “0” или “1” соответствует определенный элемент линейного сигнала, например, “1” – S1, а “0” – S2. Тогда бинарному сигналу имеющего вид 11 00 10 111 будет соответствовать линейный код, показанный на рис. 6.12.

Рис. 6.12. Абсолютный метод кодирования бинарного сигнала с элементами S1 и S2.

Рис. 6.12. Абсолютный метод кодирования бинарного сигнала с элементами S1 и S2.

При относительном методе двоичный символ “1” передается путем чередования двух элементов сигнала, а “0” – повтором элемента, соответствующего передаче последнего символа “1”. Например, “1” – S1, S2 или S2, S1, а “0” – S1, S1 или S2, S2. При данном метода та же кодовая комбинация 11 00 10 111 будет иметь линейный код, приведенный на рис. 6.13.

Рис. 6.13. Относительный метод кодирования бинарного сигнала с элементами S1 и S2.

Рис. 6.13. Относительный метод кодирования бинарного сигнала с элементами S1 и S2.

Наряду с двухуровневыми линейными сигналами, рассмотренными выше, могут использоваться многоуровневые линейные коды, в частности, самый распространенный из них код с чередованием полярности импульсов (ЧПИ), имеющий также названия квазитроичный код, биполярный код, а в англоязычной литературе код с AMI (Alternation Mark Inversion Signal). Особенности этого и других линейных кодов ЦСП будут рассмотрены далее, здесь же укажем алгоритм формирования линейного кода с ЧПИ: символы “1” передаются путем поочередного использования элементов S5 или S6, а символы “0” при помощи элемента S9. Тогда кодовая двоичная комбинация 11 00 10 111 будет иметь линейный код с ЧПИ, показанный на рис. 14.

Рис. 6.14. Трехуровневый линейчатый код с ЧПИ с использованием элементов S5, S6 и S9.

Рис. 6.14. Трехуровневый линейчатый код с ЧПИ с использованием элементов S5, S6 и S9.

При формировании линейного сигнала следует обеспечить постоянство присутствия в последнем признаков тактовой частоты, которые определяются переходами от одного уровня к другому. Чем меньше частотность переходов зависит от статистических свойств передаваемой двоичной информации, тем стабильнее признаки тактовой частоты. Устойчивость признаков тактовой частоты определяется коэффициентом , где РТ МИН и РТ МАКС – минимальная и максимальная вероятности изменения модулируемого параметра цифрового линейного сигнала на тактовом интервале (для элементов, рис. 6.11 – изменение амплитуды А).

Если, например, используются элементы S1 и S2, то при появлении в бинарной кодовой комбинации двух единиц и двух нулей подряд в линейном коде в течение тактового интервала изменения модулирующего параметра не происходит (рис. 6.12) и, следовательно, РТ МИН = 0. Тогда КТ = 0.

При использовании элементов S3 и S4 для передачи двоичной информации, независимо от структуры кодовой комбинации, на каждом тактовом интервале происходит изменение модулирующего параметра (амплитуды с размахом А), то есть РТ МИН = РТ МАКС = 1. Отсюда коэффициент устойчивости признаков тактовой частоты КТ = 1. Цифровой линейный сигнал с элементами S3 и S4 называется биимпульсным линейным кодом, который может формироваться абсолютными и относительными методами. Пример формирования линейного кода с абсолютным биимпульсным сигналом (АБС) для двоичной комбинации 11 00 10 111 (S3 соответствует “1”, S4 – “0”) показан на рис. 6.15. Такой линейный код обладает наибольшей стабильностью признаков тактовой частоты из всех цифровых сигналов, образованных при помощи элементов S1 – S9, рис. 6.11.

Рис. 6.15. Абсолютный биимпульсный сигнал с использованием элементов S3 и S4.

Рис. 6.15. Абсолютный биимпульсный сигнал с использованием элементов S3 и S4.

Другим важным параметром, характеризующим качество передачи цифрового линейного сигнала является его помехоустойчивость. Помехоустойчивость линейного кода определяет, в конечном счете, вероятность ошибки при передаче бинарной информации. Для сравнения различных линейных кодов между собой с точки зрения помехозащищенности КП, которая зависит от эквивалентной мощности их элементов:

(6.5)

(6.6)

При этом предельной помехоустойчивостью обладают линейные сигналы, элементы которых на всем тактовом интервале противоположны, т.е. Si = Sj. Например, для элементов сигналов, приведенных на рис. 6.11, это условие выполняется только для двух видов – с элементами S1 и S2, а также S3 и S4. Эквивалентная мощность каждой пары отражает предельную помехоустойчивость цифровых линейных сигналов РЭ МАКС = А2.

Эквивалентная мощность РЭ всех других линейных кодов определяется по двум различным элементам Si и Sj с наименьшей величиной РЭ. Например, для линейного кода с элементами S1 и S9 (так называемый линейный код с импульсами “затянутыми на тактовый интервал”), вид которого для кодовой комбинации 11 00 10 111 показан на рис. 6.16.

Рис. 6.16. Линейный код с импульсами “затянутыми на тактовый интервал” с элементами S1 и S9.

Рис. 6.16. Линейный код с импульсами “затянутыми на тактовый интервал” с элементами S1 и S9.

Величина РЭ определяет потенциальную помехоустойчивость конкретного линейного кода.

Таким образом, коэффициент относительной помехоустойчивости показывает на какую величину потенциальная помехоустойчивость цифрового линейного сигнала отличается от предельной. Так, например, для абсолютного биимпульсного сигнала , для линейного кода с импульсами “затянутыми” на тактовый интервал , а для кода с ЧПИ аналогично получим . Сравнение показывает, что из рассмотренных линейных кодов, код с ЧПИ имеет наименьшую помехоустойчивость.

Одной из характеристик линейных кодов является понятие балансированности линейного сигнала, которая представляет собой алгебраическую сумму положительных и отрицательных элементов линейного сигнала. в так называемых балансных линейных кодах эта сумма за длительный промежуток времени стремится к нулю, при этом исчезают постоянная и низкочастотные составляющие в спектрах линейных сигналов. Примером идеально сбалансированного линейного кода является линейный биимпульсный сигнал, который сбалансирован на каждом тактовом интервале. Балансным кодом является также код с ЧПИ, а вот линейный код с импульсами “затянутыми на тактовый интервал” является небалансным.

Из анализа параметров линейных кодов можно сделать следующие выводы: изменение потенциальной помехоустойчивости составляет 9 дБ, при этом предельной помехоустойчивостью обладает биимпульсный сигнал (рис.6.15). Большинство линейных сигналов (кроме биимпульсного) имеют коэффициент устойчивости тактовой частоты КТ = 0 и поэтому требуются меры для повышения устойчивости признаков тактовой частоты.

С целью повышения стабильности признаков тактовой частоты необходимо дополнительное преобразование двоичной (бинарной) информации путем изменения ее статистических свойств. Такое преобразование двоичных информационных последовательностей может осуществляться при помощи алфавитного и неалфавитного кодирования, а также скремблирования.

Алфавитное кодирование заключается в делении последовательности двоичных символов на группы с постоянным числом тактовых интервалов и в последующем их преобразовании по определенному алгоритму в группы символов кода с новым основанием счисления и, преимущественно, с новым количеством тактовых интервалов. При алфавитном кодировании устанавливается соответствие каждой двоичной группы символов группе символов кода. При изменении частоты требуется передача признаков, достаточных при кодировании для восстановления границ (частот) групп символов кода. Алфавитное кодирование характеризуется избыточностью преобразования двоичной информации.

Алфавитные коды повышают стабильность признаков тактовой частоты и увеличивают пропускную способность ЦСП (снижают тактовую частоту).

Правило обозначения алфавитных кодов:

  • первое число в названии типа кода указывает количество символов n в кодируемой двоичной группе;
  • двоичное основание счисления отмечается латинской буквой В (Binary);
  • второе число указывает на количество символов К в группе кода;
  • последняя буква отражает новое основание счисления М: Т (Ternory) – третичное, Q (Quater) – четверичное и т.д.

Сравнение различных алфавитных кодов обычно производится по следующим параметрам.

  1. Количество групп двоичных символов КВ = 2 n и символов кода с основанием М: КМ = МК. эти параметры характеризуют сложность операций кодирования и декодирования. Причем при составлении перечня алфавитных кодов необходимо выполнение условия независимой передачи групп двоичных символов сочетаниями символов кода с основанием М, т.е. условия 2 n  МК.
  2. Коэффициент изменения тактовой частоты
  3. Избыточность линейного кода
  4. Предельный коэффициент снижения тактовой частоты (r = 0)
  5. Балансированность линейного сигнала.

Количество кодовых таблиц (таблица соответствия групп двоичных символов группам символов кода с основанием М) для каждого типа кода весьма велико и равно числу перестановок: ККТ = Р2n = (2 n)!, где Р – число перестановок.

Из алфавитных кодов наибольшее распространение нашли коды вида 1В 1В (коды с биимпульсными сигналами и с импульсами “затянутыми на тактовый интервал”), 1В 1Т (код с ЧПИ), 2В 2Т (попарно-избирательный троичный код), 3В 2Т; 4В 3Т; 5В 6В; 6В 4Т.

В качестве примера определим параметры алфавитного кода 3В 2Т.

Кодовая таблица

В 000 001 010 011 100 101 110 111
Т +1–1 0–1 –10 +1+1 –1–1 +10 0+1 –1+1

Не используется кодовая комбинация 00 кода, с основанием 3. Пример формирования линейного кода 3В 2Т по указанной кодовой таблице для двоичной последовательности (ДП) вида 11 00 10 111 показан на рис. 6.17.

Рис. 6.17. Алфавитный линейный код 3В 2Т.

Рис. 6.17. Алфавитный линейный код 3В 2Т.

Возможное число кодовых таблиц: ККТ = (2 n)! = 8! = 40320.

Количество групп двоичных символов КВ = 2 n = 8 и символов кода с основанием 3: КТ = 3 = 9, причем КВ < КТ.

Коэффициент изменения тактовой частоты КИТЧ = 3/2 = 1,5.

Избыточность кода .

Предельный коэффициент снижения тактовой частоты

КИТЧ МАКС = log2 3 = 1,58

Код является в целом балансным для данной кодовой таблицы и при равной вероятности появления двоичных кодовых групп, однако при использовании этого кода возможен значительный дрейф нуля постоянной составляющей на отдельно взятых интервалах передачи двоичной информации, например, при достаточно длительной передаче сигнала вида 011 011 011 011.

К неалфавитным относятся коды типа кода с высокой плотностью единиц КВПn (HDBn в англоязычной литературе – High Digital Binary) называемые также модифицированными кодами с ЧПИ (МЧПИ). В таких кодах последовательность двоичных “0” заданной длины (равной n + 1) передается определенным сочетанием “1” и “0” в линейном сигнале. Общим для перечисленных кодов является использование кода ЧПИ (AMI). Одним из существенных недостатков кода с ЧПИ является возможность появления длинной последовательности нулей в линейном сигнале при отсутствии передачи информации в части каналов. В этом случае затрудняется выделение тактовой частоты из линейного сигнала. Чтобы этого не происходило в коде КВП-3, например, ограничивается число следующих подряд нулей до 3. При превышении этого числа происходит преобразование кода с ЧПИ по следующей кодовой таблице:

Двоичный код Код КПР-3 Условие выбора Двоичный код Код КПВ-3 Условие выбора
0000 000V Если за предыдущим символом V появилось нечетное число символов В 0000 В00V Если за предыдущим символом V появилось четное число символов В

Здесь комбинация 000V означает: V – символ, полярность которого повторяет полярность предыдущего символа В, а В00V: В – символ, формируемый по алгоритму чередования полярности, а V – символ, повторяющий полярность символа В.

Такая двоичная постановка дает возможность сбалансировать число положительных и отрицательных единиц в коде КВП-3 и тем самым исключить появление постоянной составляющей в спектре линейного сигнала. Временная диаграмма получения из двоичной последовательности линейного сигнала с КВП-3 показана на рис. 6.18.

Рис 6.18. Неалфавитный линейный сигнал с КПВ-3.

Рис 6.18. Неалфавитный линейный сигнал с КПВ-3.

Применение неалфавитных кодов позволяет упростить требования к выделению тактовой частоты, однако усложняет реализацию преобразователей кода на передаче и приеме, а также вносит задержку при передаче информации по каналам, так как необходимо определять число подряд следующих нулей на передаче и отыскивать подстановки типа 000V и В00V на приеме.

Код с ЧПИ и неалфавитные коды позволяют обнаруживать ошибки. В коде с ЧПИ одиночная ошибка определяется при выявлении нарушения правила чередования полярности импульсов, а в КВП-3 – вставок.

В последнее время для увеличения пропускной способности существующих ЦЛТ систем передачи начинают широко применяться многоуровневые коды. В качестве примера можно привести пятиуровневые коды. В качестве примера можно привести пятиуровневый балансный код БК-45, в котором символы “1” и “0” бинарной информации двух цифровых потоков с одинаковым числом каналов преобразуются по определенному закону в символы пятиричного кода: +2, +1, 0, –1, –2. Это позволяет удвоить число каналов в ЦСП при сохранении прежней длины регенерационного участка. Однако при этом усложняются условия регенерации цифрового линейного сигнала, так число уровней восстанавливаемого сигнала возрастает. Использование алфавитных и многоуровневых кодов лежит в основе всех ЦСП с удвоенным числом каналов, например, ИКМ–120x2, ИКМ–480x2, ИКМ–1920x2.

В некоторых случаях, в частности, в среднескоростных ЦСП, оказывается целесообразным повышать стабильность признаков тактовой частоты с помощью операции, заключающейся в изменении статистической структуры двоичного цифрового сигнала и называемой скремблированием. При скремблировании происходит преобразование двоичной информационной последовательности в сигнал близкий к случайному с равновероятным появлением символов “1” и “0”, при этом оказывается возможным исключить из передаваемого двоичного сигнала длинные последовательности нулей. Одна из возможных схем устройства для скремблирования цифровых двоичных сигналов показана на рис.6.19. Алгоритм работы приведенной схемы скремблера следующий. Входной двоичный сигнал складывается с другим двоичным сигналом в сумматоре по модулю 2 (“исключающее ИЛИ”). Этот второй цифровой сигнал получается из задержанного при помощи регистра сдвига входного сигнала на выходе второго сумматора по модулю 2. В результате сложения появляется новая двоичная информационная последовательность, связанная с исходным сигналом, но являющаяся “более” случайной. В частности, разрушаются длительные последовательности единиц и нулей. Исходное двоичное сообщение может быть восстановлено при помощи обратной операции, осуществляемой в дескремблере.

Рис. 6.19. Устройство для скремблирования цифровых двоичных сигналов: а) скремблер; б) дескремблер.

Рис. 6.19. Устройство для скремблирования цифровых двоичных сигналов: а) скремблер; б) дескремблер.

Главный недостаток скремблирования, а также применения алфавитных кодов, заключается в том, что эти операции приводят к размножению ошибок. Так, в приведенном выше примере каждая ошибка, возникающая в ЦЛТ, приводит к пакету из трех ошибок в декодированном сигнале. Такой же характер может носить размножение ошибок при использовании кода 3В 2Т.

Одной из важнейших характеристик любого линейного сигнала S(t) является его энергетический спектр, показывающий как распределяется энергия различных частотных составляющих линейных кодов по частотному диапазону. Энергетический спектр любого линейного сигнала в общем случае можно определить следующим образом. Цифровой линейный сигнал S(t) представляется как сумма элементов S1 – S9:

(6.7)

Для этого сигнала при помощи преобразования Фурье можно определить частотный спектр F(w):

,(6.8)

а затем спектр плотности энергии (w), определяемый как функция:

(w) = |F(w)| 2(6.9)

Спектр плотности энергии показывает относительный вклад различных частотных составляющих линейного сигнала в общую энергию. Однако, в общем случае, длительность линейного сигнала ТЛС = NТ стремится к бесконечности и величина различных частотных составляющих также будет иметь бесконечную энергию. Поэтому энергетическим спектром (w) цифровых линейных сигналов S(t) в сущности является спектр плотности мощности, определяемый как

(6.10)

Цифровой линейный сигнал произвольной структуры с элементами S1 – S9, как видно из выражений (6.7 – 6.10), может иметь самые различные энергетические спектры. Для того, чтобы иметь возможность сравнить энергетические спектры различных линейных кодов обычно они определяются для экстремальных линейных сигналов, имеющих максимальную частоту следования своих элементов. Например, для абсолютного бинарного сигнала с элементами S1 и S2, рис. 6.12, экстремальный сигнал будет соответствовать передаче двоичной последовательности вида 10 10 10 10, а для относительного бинарного сигнала с элементами S1 и S2, рис. 6.13, – последовательности 1111111… . Для кода с ЧПИ, рис. 6.14, экстремальный сигнал соответствует передаче 11111111, то же имеет место для абсолютного биимпульсного сигнала (рис. 6.15).

Выражения для энергетических спектров экстремальных последовательностей исходной двоичной последовательности основных линейных кодов современных ЦСП приведены ниже в предположении, что Т – тактовый интервал при передаче элементов кода, а – длительность элемента.

  1. Двоичная (бинарная) последовательность импульсов с элементами S3 и S9 с = Т/2. Энергетический спектр состоит из суммы непрерывной Н(w) и дискретной Д(w) составляющих:
  2. (w) = Н(w) + Д(w)

    где

    ,(6.11)

    ,(6.12)

    и показан на рис. 6.20.

    Рис. 6.20. Энергетический спектр двоичной последовательности импульсов с = Т/2.

    Рис. 6.20. Энергетический спектр двоичной последовательности импульсов с = Т/2.

  3. Линейный сигнал с импульсами “затянутыми на тактовый интервал”, как и все остальные рассматриваемые линейные коды, имеет только непрерывную составляющую энергетического спектра
  4. ,(6.13)

    а вид энергетического спектра приведен на рис. 6.21.

    Рис. 6.21. Энергетический спектр линейного сигнала с импульсами “затянутыми на тактовый интервал”.

    Рис. 6.21. Энергетический спектр линейного сигнала с импульсами “затянутыми на тактовый интервал”.

  5. Линейный код с биимпульсными сигналами.
  6. Энергетический спектр определяется выражением

    ,

    и показан на рис. 6.22.

    Рис. 6.22. Энергетический спектр линейного кода с биимпульсными ситгналами.

    Рис. 6.22. Энергетический спектр линейного кода с биимпульсными ситгналами.

  7. Линейный код с ЧПИ имеет энергетический спектр вида

,

и приведен на рис. 6.23. Следует отметить, что энергетические спектры линейных сигналов с КВП-3, МЧПИ незначительно отличаются от спектра кода с ЧПИ и показаны на этом же рисунке.

Рис. 6.23. Энергетические спектры линейного кода с ЧПИ, КВП-3, МЧПИ.

Рис. 6.23. Энергетические спектры линейного кода с ЧПИ, КВП-3, МЧПИ.

Сравнивая энергетические спектры и параметры основных линейных кодов можно сделать следующие выводы:

  1. Линейные коды с ЧПИ, МЧПИ и импульсами “затянутыми на тактовый интервал” имеют наименьшую полосу частот основного “лепестка” непрерывной части энергетического спектра, численно равную от 0 до тактовой частоты.
  2. Линейные коды с ЧПИ, МЧПИ и биимпульсными сигналами не содержат в своем спектре постоянной составляющей.
  3. Максимум энергии кодов с ЧПИ и МЧПИ находятся на частоте fТ/2, кода с импульсами “затянутыми на тактовый интервал” на нулевой частоте, а кода с биимпульсными сигналами на частоте ¾fТ.
  4. Линейный код с биимпульсными сигналами имеет наибольшую помехозащищенность и информативность о тактовой частоте из всех рассмотренных ранее кодов.
  5. В линейных кодах с ЧПИ и импульсами “затянутыми на тактовый интервал”, не содержится информация о тактовой частоте, однако сравнительно простыми нелинейными операциями (выпрямлением или сдвигом по времени) в регенераторах производится выделение тактовой частоты.

Указанные особенности рассмотренных линейных кодов предопределили их широкое применение в ЦСП. Так, код с импульсами “затянутыми на тактовый интервал” используется в качестве линейного в ЦСП сельской связи типа ИКМ-12М и ИКМ-15, код с ЧПИ – в первичных ЦСП ИКМ-30, ИКМ-30-4, ИКМ-30С, линейные сигналы с КВП-3 (МЧПИ) применяются в ЦСП высоких ступеней иерархии ИКМ-120, ИКМ-480, ИКМ-1920. Линейный код с биимпульсными сигналами используется в ЦСП абонентных линий связи.

6.2.3. Регенерация линейных сигналов

Линейные сигналы, передаваемые по кабелю связи, периодически восстанавливаются с помощью регенераторов, размещаемых вдоль линии передачи через некоторые интервалы, называемые участками регенерации. В регенераторах выполняются три основные функции: корректирование формы принимаемых линейных сигналов, выделение из спектра линейного сигнала тактовой частоты, при помощи которой восстанавливаются временные соотношения в линейном коде и регенерацию – восстановление формы линейного сигнала.

Это функциональное деление отражено на структурной схеме регенератора, приведенной на рис. 6.24. Временные диаграммы работы регенератора показаны на рис. 6.25 для трехуровневого линейного кода с ЧПИ, имевшего место на выходе предыдущего регенератора (точка 1 на рисунках). Линейный сигнал, появляющийся на выходе рассматриваемого регенератора (точка 2), значительно изменяет свою форму как из-за искажений при передаче по кабелю связи, так и в результате воздействия различного рода помех.

Рис. 6.24. Структурная схема регенератора.

Рис. 6.24. Структурная схема регенератора.

Рис. 6.25. Временные диаграммы работы регенератора.

Рис. 6.25. Временные диаграммы работы регенератора.

С помощью предварительного усилителя и корректора “исправляется” форма импульсов линейного сигнала и увеличивается их амплитуда до величины, обеспечивающей возможность принятия решения о наличии или отсутствии импульса (точка 3 на рисунках). Окончательное восстановление импульсной последовательности производится с помощью операций стробирования и регенерации, осуществляемых одновременно. Для осуществления операции стробирования из принимаемого цифрового линейного сигнала при помощи выделителя тактовой частоты формируются стробирующие импульсы малой длительности ( << Т) и с периодом Т, равным периоду следования символов линейного сигнала (с тактовой частотой) (точка 4). Регенерация импульсов (точка 5) возможна только в моменты стробирования (точка 4), когда сумма амплитуд принимаемого линейного сигнала и помехи в точке 3 превышает пороговое напряжение, раное половине амплитуды положительного или отрицательного одиночного импульса линейного сигнала (+UПОР или –UПОР). Регенерация в моменты стробирования обеспечивает:

  1. восстановление формы скорректированных импульсов в моменты времени, характеризующиеся максимальной величиной отношения сигнал/помеха;
  2. восстановление временных соотношений для элементов цифрового линейного сигнала;
  3. запирание выходных цепей регенератора при передаче нулевых составляющих элементов цифрового сигнала.

В идеальном случае восстановленная импульсная последовательность на выходе регенератора (точка 6) будет являться точной копией цифрового линейного сигнала в точке 1. На практике восстановленная последовательность импульсов может отличаться от исходной. Во-первых если помеха в момент решения имеет достаточно большую амплитуду, то может быть принято неправильное решение, в результате чего появится ошибка. Ошибки такого рода при декодировании телефонной информации проявляются в виде щелчков и шумов. Во-вторых, временные интервалы между стробирующими импульсами могут несколько отличаться от тактового интервала, вследствие неидеальной работы выделителя тактовой частоты. Указанные фазовые флуктуации (джиттер) могут накапливаться в цепочке регенераторов, приводя к дополнительным ошибкам в восстановлении цифровой информации, а при декодировании аналоговых сигналов – к искажениям и шумам в виде паразитной времяимпульсной модуляции.

6.3. Коррекция искажений в ЦЛТ

Как указывалось ранее (6.1.2), при передаче импульсов цифрового линейного сигнала по линии связи, их форма значительно изменяется, растягиваясь на несколько тактовых интервалов. Регенерация таких импульсных сигналов вызывает определенные затруднения, при этом возрастает вероятность ошибки при восстановлении цифрового сигнала. Эти трудности можно преодолеть при помощи включения на входе регенератора предварительного усилителя с корректором (рис. 6.24), компенсирующего форму импульса, делая его пригодным для регенерации.

Очевидно, что чем шире полоса частот коррекции, тем точнее восстанавливается форма импульсных сигналов, то есть уменьшаются межсимвольные помехи, обусловленные искажениями в линейной связи. С другой стороны, чрезмерное расширение полосы частот коррекции приводит к увеличению на выходе предусилителя таких видов помех, как собственные, мощность которых прямо пропорциональна полосе частот [11] и помех от линейных переходов, т.к. переходное затухание между парами в симметричном кабеле в области высоких частот падает, а усиление корректирующего усилителя возрастает.

При указанном механизме возникновения помех, существует некоторая оптимальная ширина полосы коррекции, при которой суммарная величина помех в моменты стробирования оказывается минимальной, следовательно оказывается минимальной и вероятность ошибки. Однако, в этом случае схемы, реализующие оптимальные корректирующие усилители, оказываются чрезмерно сложными, резко увеличивая стоимость линейных регенераторов и всего ЦЛТ.

На практике широкое распространение получили “квазиоптимальные” корректоры, при помощи которых длительность откорректированных импульсов на приеме UПР КОР(t) доводится до величины равной двум тактовым интервалам 2Т. Как видно из рис. 6.26, такое “расширение” импульсов на приеме является пределом, при котором не возникает мехсимвольных помех при посимвольном стробировании цифрового линейного сигнала в регенераторе, т.к. в момент стробирования принимаемого откорректированного символа предыдущий символ “заканчивается”, а последующий еще не “начался”.

Рис. 6.26. Цифровой линейный сигнал UПР КОР(t) на выходе усилителя с корректором.

Рис. 6.26. Цифровой линейный сигнал UПР КОР(t) на выходе усилителя с корректором.

С точки зрения обеспечения минимума ширины полосы частот, в которой осуществляется коррекция, основная энергия откорректированных символов должна быть сосредоточена в минимально возможном диапазоне частот. Из теории сигналов известно, что из всех сигналов заданной длительности (в нашем случае при ПР = 2Т), наилучшую концентрацию энергии в ограниченном частотном диапазоне обеспечивают сигналы экспоненциальной или гауссовской формы и косинусквадратной формы . Таким образом, на выходе усилителя с корректором необходимо получить цифровой поток с символами гауссовской или косинусквадратной формы и длительностью, не превышающей двух тактовых интервалов – 2Т.

Простейший способ определения требуемой для этого амплитудно-частотной характеристики корректора, заключается в анализе спектральных характеристик одиночных символов и их связи с передаточными характеристиками линии связи и корректора.

Пусть FПЕР(w) – частотный спектр на передаче одиночного прямоугольного символа длительностью ПЕР (рис. 6.26). (UПЕР(t)  FПЕР(w)), а ККОР ЦЛТ(w) – передаточная функция откорректированного цифрового линейного тракта. Тогда частотный спектр FПР КОР(w) одиночного символа длительностью ПР на выходе корректора FПР КОР(w) (UПР КОР(t)  FПР КОР(w)) имеет вид:

FПР КОР(w) = FПЕР(w) * ККОР ЦЛТ(w)(6.14)

Учитывая, что корректор включен каскадно с линией связи, передаточные функции которых ККОР(w) и КЛС(w), соответственно, ККОР ЦЛТ(w) имеет вид:

ККОР ЦЛТ(w) = КЛС(w) * ККОР(w)(6.15)

Из выражений (6.14) и (6.15) легко получить требуемую передаточную характеристик корректора:

, (6.16)

которая, с учетом известных из теории сигналов выражений для частотных спектров прямоугольного импульса на передаче и, например, косинус квадратного (корректированного) импульса на приеме и, имея в виду, что , а ПР = 2Т, окончательно имеет вид:

(6.17)

используя выражение (6.17) можно рассчитать передаточную характеристику корректора ККОР(w) для любого типа линии связи с передаточной функцией КЛС(w). Однако на практике частотные характеристики линии связи обычно задаются или измеряются в виде затухания: . В этом случае затухание, зная затухание линии связи, можно рассчитать характеристику корректора имеющую вид:

(6.18)

 

на рис. 6.27 показаны частотные характеристики линии связи, корректора и в целом предусилителя с корректором. Как видно из рис. 6.27 коррекция формы символов цифрового потока в целом в усилителе с корректором осуществляется в диапазоне частот от 0 до fТ, в котором распределена основная энергия линейного цифрового сигнала с кодом ЧПИ. На частотах выше fТ необходимо обеспечить увеличение затухания для корректируемых сигналов для того, чтобы не увеличивалась мощность собственных помех и помех от линейных переходов.

Рис. 6.27. Частотные характеристики: 1) линии связи; 2) корректора; 3) корректированного ЦЛТ; 4) предусилителя; 5) предусилителя с корректором.

Реализация корректирующих цепей с характеристикой затухания, показанной на рис. 6.27, часто осуществляется путем введения частотно-зависимых элементов в цепь местной отрицательной связи усилительных каскадов усиления и их передаточные характеристики (затухание) приведены на рис. 6.28.

Рис. 6.28. Включение корректирующих цепей в усилительных каскадах и их частотные характеристики: 1) с одним частотно-зависимым элементом; 2) с колебательным контуром

Рис. 6.28. Включение корректирующих цепей в усилительных каскадах и их частотные характеристики: 1) с одним частотно-зависимым элементом; 2) с колебательным контуром.

Наконец, поскольку затухание линии связи, входящей в состав ЦЛТ, может изменяться в зависимости от температуры грунта или длины предшествующего участка кабеля, все входные усилители с корректором регенераторов современных ЦСП снабжены системой АРУ. В отличие от систем с ЧРК, где для работы системы АРУ организуется специальный контрольный канал, в ЦСП амплитуда принимаемых символов однозначно связана с длиной или температурой участка кабельной линии связи. Поэтому плоско наклонную АРУ в усилителях регенераторов осуществляют, взяв в качестве управляющего сигнала амплитуду импульсов на входе решающей схемы.

6.4. Влияние помех на качество передачи сигналов в ЦСП

6.4.1. Влияние собственных помех на вероятность ошибки при приеме цифрового сигнала

Собственные помехи, всегда имеющие место в ЦЛТ и являющиеся основными для коаксиальных линий связи, при воздействии на передаваемый цифровой сигнал могут приводить к ошибкам при его регенерации. Функция распределения амплитуд напряжения собственных помех – W(UСП) подчиняется нормальному закону по формуле 6.3. Таким образом, вероятность ошибки при воздействии собственных помех на двухуровневый цифровой сигнал может быть определена по формуле 6.4. Однако, двухуровневый линейный код (как указывалось в разделе 6.2.2.) в ЦСП типа ИКМ-12М и ИКМ-15. Во всех остальных современных ЦСП типа ИКМ-30, ИКМ-120, ИКМ-480 и ИКМ-1920 применяются трехуровневые линейные коды, а в новейших разработках, в частности в системе ИКМ-1920x2, даже пятиуровневый линейный сигнал. В этой связи необходимо преобразовать выражение (6.4) таким образом, чтобы оно было справедливо для любого многоуровневого кода. Рассмотрим передачу линейных сигналов, амплитуды которых могут принимать не два, а любое число значений из некоторого их числа m при равной вероятности. Величины указанных амплитуд равномерно распределены в интервале от +UВХ до –UВХ (рис. 6.29). При этом предположении количество информации при передаче каждого символа равно log2 m (бит) и, следовательно, при установленной суммарной скорости передачи двоичной информации полоса частот ЦЛТ может быть уменьшена в m раз или наоборот, в той же полосе частот ЦЛТ при использовании m-уровневого сигнала можно в m раз увеличить скорость передачи цифровой информации по сравнению с бинарной передачей. Это явление использовано, в частности, в системе ИКМ-1920x2.

Рис. 6.29. Неискаженная многоуровневая последовательность на входе регенератора.

Рис. 6.29. Неискаженная многоуровневая последовательность на входе регенератора.

Соседние значения амплитуд символов на рис. 6.29 отличаются на величину , в то время как при двухуровневой передаче указанная величина равна 2UВХ, (рис. 6.7). Следовательно, ошибка будет иметь место в тех случаях, когда амплитуда помехи (с любой полярностью) в момент решения превышает величину UВХ(m – 1). Лишь при наибольших амплитудах +UВХ и –UВХ помеха может вызвать ошибку только в том случае, если его мгновенная амплитуда имеет необходимую полярность. Тогда вероятность ошибки при регенерации для m-уровневой передачи можно определить выражением:

(6.19)

Результаты расчетов зависимости от отношения сигнал/помеха в логарифмических единицах – защищенности приведены в таблицах 6.1 и 6.2 для двухуровневых и трехуровневых линейных сигналов соответственно.

Таблица 6.1 Зависимость от АЗ для двоичных линейных сигналов

10 -5 10 -6 10 -7 10 –8 10 –9 10 -10 10 –11 10 -12
АЗ, дБ 18,8 19,7 20,5 21,1 21,7 22,2 22,6 23

Таблица 6.2. Зависимость от АЗ для троичных линейных сигналов

10 -5 10 -6 10 -7 10 –8 10 –9 10 -10 10 –11 10 -12
АЗ, дБ 19,6 20,5 21,5 22,0 22,9 23,4 24,5 25,3

Приведенная зависимость между вероятностью ошибки, возникающей в регенераторе и защищенностью АЗ имеет место и для других видов помех, в частности, для помех от линейных переходов.

6.4.2. Влияние помех от линейных переходов на вероятность ошибки

Помехи от линейных переходов возникают вследствие взаимных влияний между парами кабеля и являются основными для линий связи симметричного кабеля. При организации ЦЛТ по однокабельной системе так же, как и в АСП, наиболее существенны влияния на ближний конец А0, а при двухкабельной системе – влияния на дальний конец, определяемые переходным затуханием на дальний конец Аl, (рис. 6.30).

Рис. 6.30. Схема возникновения переходных помех в ЦЛТ симметричного кабеля.

Рис. 6.30. Схема возникновения переходных помех в ЦЛТ симметричного кабеля.

При однокабельном режиме работы часть напряжения цифрового линейного сигнала на выходе регенератора одного направления передачи UВЫХ попадает на вход регенератора другого направления в данном регенерационном пункте (РП) (из-за конечности переходного затухания А0) и является помехой UПОМ для принимаемого цифрового сигнала:

, В(6.20)

при этом величина напряжения принимаемого линейного сигнала на входе регенератора UВХ зависит от величины затухания прилегающего к РП участка регенерации:

, В(6.21)

При малом числе m влияющих ЦЛТ (до четырех) напряжение помех от линейных переходов суммируется, в этом случае суммарная величина помех от линейных переходов имеет вид:

(6.22)

Тогда величина защищенности от переходных помех на ближнем конце АЗ0, определяемая как , может быть рассчитана по следующей формуле:

АЗ0 = А0 – АРУ – 20lg m, дБ(6.23)

В выражении 6.23 не учтено то обстоятельство, что значение переходного затухания А0 для различных типов кабеля имеет стандартное среднеквадратическое отклонение , приводимое в паспортных данных кабеля, а также ряд факторов, приводящих к снижению, помехоустойчивости регенераторов, в частности, влияние межсимвольных помех, нестабильности порога и конечной чувствительности решающего устройства, отклонения моментов стробирования и т.д. Для компенсации влияния ухудшающих факторов на практике необходимо увеличивать отношение сигнал/помеха на входе регенератора по сравнению с этих отношением для идеального регенератора на величину q, принимающую значение для разных типов ЦСП от 3 до 10 дБ. Учитывая эти факторы, окончательное выражение для определения защищенности от переходных помех на ближнем конце примет вид:

АЗ0 = (А0 – АРУ – 20lg m – 0) – q, дБ (m 4)(6.24)

Рассуждая аналогично, можно получить выражение для определения защищенности от переходных помех на дальнем конце:

АЗl = (Аl – АРУ – 20lg m – l) – q, дБ (m 4)(6.25)

При большом числе влияющих систем (m > 4) в выражениях (6.24) и (6.25) член, учитывающий суммирование по напряжению – 20lg m, следует заменить на член, учитывающий суммирование по мощности – 10lg m.

Зависимость вероятности ошибки одиночного регенератора от защищенности АЗ0 и АЗl можно определить по таблицам 6.1 и 6.2 либо по формуле (6.19).

6.4.3. Накопление помех в ЦЛТ

Суммарная вероятность ошибки в ЦЛТ некоторой длины L может быть оценена при помощи вероятности ошибки , возникающей при прохождении цифрового сигнала через элементы ЦЛТ. Для простоты предположим, что все участки регенерации ЦЛТ имеют одинаковую длину – lРУ, и все регенераторы общим числом n находятся в одинаковых условиях, причем каждый из них характеризуется вероятностью ошибки . Тогда вероятность безошибочной работы одиночного регенератора равна = 1 – , а вероятность безошибочной передачи по всему ЦЛТ составит: = (1 – )n. Разложив (1 – )n по биному Ньютона и (учитывая, что << 1), ограничившись первым членом этого разложения: (1 – )2 = 1 – n, окончательно получим:

= n(6.26)

По рекомендациям МККТТ для ЦЛТ максимальной длины L = 2500 км суммарная вероятность ошибки не должна превышать 10 –6, что соответствует прослушиванию не более 1 щелчка в минуту при передаче телефонной информации. Тогда на 1 км ЦЛТ допустимая вероятность ошибки составит . Однако с целью обеспечения более высокого качества передачи МККТТ рекомендовал при разработке ЦЛТ руководствоваться нормой вероятности ошибки на 1 км ЦЛТ равной .

В этом случае допустимая вероятность ошибки для ЦЛТ длиной L км определяется как

,(6.27)

а допустимая вероятность ошибки одиночного регенератора , с учетом выражений (6.26) и (6.27) как:

(6.28)

Допустимую величину защищенности на участке регенерации АЗ доп РУ можно определить, используя зависимость вероятности ошибки одиночного регенератора от защищенности АЗ, приведенную в таблицах 6.1 и 6.2.

6.4.4. Влияние помех на размещение регенераторов в ЦЛТ

Величина защищенности при воздействии любого вида помех не должна превышать допустимого значения и зависит от длины участка регенерации. Следовательно, для того, чтобы были удовлетворены нормы МККТТ на качество цифровой информации, передаваемой по ЦЛТ, нужно правильно выбрать длину регенерационного участка.

Рассмотрим особенности выбора длины участка регенерации при организации ЦЛТ по коаксиальным кабелям, которые благодаря своей конструкции достаточно хорошо защищены от внешних помех. Основным фактором, ограничивающим допустимую длину участка регенерации, являются тепловые шумы, возникающие в коаксиальных парах и шумы, возникающие в усилительных каскадах регенераторов. Как было указано ранее (2.4.1), тепловые шумы определяются выражение , где к = 1,38 * 10 –23 (Вт*с/К) – постоянная Больцмана; Т – абсолютная температура, при которой определены параметры шума (К); R – величина активного сопротивления резистора (волновое сопротивление коаксиальной пары), Ом; f – эквивалентная полоса частот теплового шума на выходе корректирующего усилителя, равная (0,6 – 0,8)fТ, Гц. Напряжение цифрового сигнала на входе регенератора известно из выражения (6.21), в этом случае защищенность от собственных помех АЗ СП на входе идеального регенератора равна:

(6.29)

Вычисленная по формуле (6.29) защищенность, необходимая для реального регенератора, должна быть увеличена (для компенсации ухудшающих факторов) на величину q, имеющую величину порядка 8 – 10 дБ. Наконец, учитывая то обстоятельство, что пиковое значение импульсных сигналов на входе регенератора UВХ, определяется величиной затухания участка регенерации на полутактовой частоте (частоте максимума энергетического спектра линейных сигналов с ЧПИ): , окончательное выражение для определения длины регенерационного участка примет вид:

(6.30)

Здесь – километрическое затухание коаксиального кабеля на полутактовой частоте, АЗ СП защищенность определяется из таблицы 6.2 по результатам расчета по формуле (6.28). Поскольку оба равенства (6.28) и (6.30) зависят от длины регенерационного участка, совместное их решение возможно методом последовательного приближения или графически.

В регенераторах, включенных в ЦЛТ симметричного кабеля, преобладающим видом являются помехи от линейных переходов на ближнем и дальнем конце. Используя формулы (6.24) и (6.25) можно определить длину регенерационного участка для однокабельного режима работы ЦЛТ:

, км(6.31)

и для двухкабельного режима работы ЦЛТ:

(6.32)

Величины защищенности АЗ0 и АЗl определяются из таблиц 6.1 и 6.2 по результатам расчета допустимой вероятности ошибки по формуле (6.28). Метод совместного решения уравнений (6.28) и (6.31) или (6.32) такой же, как и при определении длины участка регенерации в ЦЛТ коаксиального кабеля.

6.5. Перспективы совершенствования линейных трактов ЦСП

По мере дальнейшего развития и совершенствования ВСС России цифровые системы передачи станут основными на всех участках первичной сети: магистральном, зоновом, местном.

На первом этапе внедрения в ВВС наиболее широко ЦСП будут использоваться на коротких линиях связи. Это связано с тем, что оборудование линейного тракта ЦСП сложнее и дороже соответствующего оборудования АСП. Поэтому в ближайшей перспективе ЦСП в основном будут внедряться на участках местных сетей, таких, как сельские телефонные сети в районах с высокой плотностью населения или для организации соединительных линий большой емкостью между городскими АТС (в этом случае важным преимуществом ЦСП перед аналоговыми является высокая помехозащищенность, так как кабели ГТС подвержены значительному влиянию внешних помех). Основной аппаратурой, предназначенной для использования на местных сетях, являются системы передачи ИКМ-15, ИКМ-30-4, ИКМ-30С и ИКМ-120-4/5.

В дальнейшем ЦСП типов ИКМ-120У, ИКМ-480 и ИКМ-1920 будут использоваться для организации мощных пучков каналов на зоновом и магистральном участках сети связи. При этом важной задачей является повышение эффективности использования цифрового линейного тракта, так как полоса частот линейного тракта ЦСП более чем на порядок шире, чем в системах с ЧРК, при одинаковом числе каналов.

Пропускная способность ЦЛТ может быть повышена путем применения более эффективных линейных кодов. Так, при использовании в ЦСП вместо кода с ЧПИ алфавитных трехуровневых кодов типа 4В 3Т или 6В 4Т оказывается возможным удвоить скорость передачи сигналов без сокращения длины регенерационного участка, т.е. удвоение числа каналов достигается без изменения объема линейных сооружений. Например, в системе ИКМ-480x2, предназначенной для организации 960 каналов ТЧ, скорость передачи цифровых сигналов в линейном тракте при использовании алфавитного трехуровневого кода 6В 4Т составляет 46200 кбит/с. При этом формирование цифрового потока в системе ИКМ-480x2 производится с помощью объединения цифровых потоков двух третичных ЦСП ИКМ-480 со скоростью 34 368 кбит/с каждый.

Разработаны ЦСП с удвоенным числом каналов и для сверхширокополосных трактов, в частности, система ИКМ-1920x2, работающая по коаксиальным парам 2,6/9,5 мм. Повышение эффективности передачи цифровых сигналов в ЦЛТ достигается с помощью разработанного в нашей стране неблочного пятиуровневого кода Бк-45, рис. 6.31, который позволяет снизить тактовую частоту каждого из объединяемых цифровых потоков ИКМ-1920 в 2 раза, не изменяя общей скорости передачи в системе ИКМ-1920x2 по сравнению с ИКМ-1920.

Рис. 6.31. Линейный сигнал системы ИКМ-1920x2.

Рис. 6.31. Линейный сигнал системы ИКМ-1920x2.

В ряде случаев повышения эффективности использования ЦСП можно достичь, если при передаче сигналов в цифровом линейном тракте использовать не ИКМ, а разностные виды модуляции, например, компандированную дельта-модуляцию (ДМ) или адаптивную дифференциальную ИКМ (АДИКМ). В частности, при использовании АДИКМ со скоростью передачи канального сигнала 32 кбит/с удается обеспечить такое же качество передачи телефонной информации, как и при использовании ИКМ со скоростью 64 кбит/с. В связи с этим разработаны схемы групповых кодирующих и декодирующих устройств, а также устройств, обеспечивающих переход от сигнала ИКМ к сигналу АДИКМ и наоборот, называемые транскодеками, позволяющими перейти от двух стандартных цифровых потоков, передаваемых со скоростью 2048 кбит/с и образованных при помощи ИКМ, к одному цифровому потоку с той же скоростью, но при использовании АДИКМ и наоборот. Это позволяет при необходимости вдвое увеличить пропускную способность первичного цифрового группового тракта, в котором вместо 30 каналов организуется 60 (рис. 6.32).

Рис. 6.32. Транскодек 60-канальный.

Рис. 6.32. Транскодек 60-канальный.

Увеличение пропускной способности существующих цифровых линейных трактов возможно также путем применения цифровых статистических систем передачи (ЦССП). В ЦССП при формировании группового сигнала учитываются статистические характеристики передаваемой телефонной информации. В частности то обстоятельство, что коэффициент активности телефонного канала а, определяемый многими факторами, даже в ЧНН не превышает 0,5, т.е. передача информации в каждом из направлений занимает менее 50% общего времени занятия канала. В ЦСП канал представляется каждому абоненту только в те моменты времени, когда он говорит. На время пауз абонент отключается от канала, который предоставляется другому абоненту, ведущему в данный момент разговор. Коэффициент использования цифрового линейного тракта КИСП ЦЛТ в этом случае и позволяет как минимум удвоить число каналов в ЦЛТ. Эффективность ЦССП полностью определяется значением а.

Другим способом построения ЦССП является переход к алфавитному кодированию, при котором учитывается статистика мгновенных значений речевого сигнала. При адаптивном кодировании число разрядов для двоичного представления кодируемого отсчета зависит от его величины. При этом число разрядов в кодовых группах становится величиной переменной и может находиться в пределах от 1 до 8. В результате освобождается определенная часть импульсных позиций в цикле передачи, которая может быть занята для передачи информации дополнительных абонентов. Коэффициент использования ЦЛТ при этом увеличивается по сравнению с ЦССП первого типа и равен, например,

КИСП ЦЛТ = 2,3при а = 0,5.

Важным направлением совершенствования цифровых линейных трактов является повышение их технологических и эксплуатационных показателей: расширение функциональных возможностей аппаратуры, повышение ее надежности, уменьшение габаритных размеров, снижение потребляемой мощности и т.п. Так, например, изменение элементной базы, основанной на микросхемах с ТТЛ, используемых в системах с ИКМ 3-го поколения, на микросхемы, основанные на МОП-структурах в ЦСП 4-го поколения, позволило уменьшить потребляемую мощность в 2 – 6 раз (в зависимости от типа ЦСП), несколько увеличить за счет этого число дистанционно питаемых регенераторов и длину секции дистанционного питания.

Наконец, наиболее радикальным путем повышения эффективности линейных трктов ЦСП является применение в качестве направляющих систем волоконно-оптических линий связи (ВОЛС). В настоящее время при создании ВОЛС наиболее освоены диапазоны 0,85 и 1,3 мкм, в которых затухание многомодовых оптических волокон находится в пределах 1 – 5 дБ/км. Это позволяет получить участки регенерации длиной до 40 – 50 км. Освоение диапазона свыше 2 мкм при использовании одномодовых волокон дает возможность еще больше повысить эффективность световодных цифровых линейных трактов. Например, разработаны оптические кабели для диапазона волн 4 мкм с потерями порядка 0,01 дБ/км при строительной длине кабеля до 20 км. Имеются сведения об изготовлении оптических волокон с чрезвычайно малыми потерями (до 10 –3 дБ/км) в диапазоне волн 2 – 12 мкм, что позволяет обеспечить длину участка регенерации до 1000 км. Получение в перспективе участков регенерации большой длины решит проблему организации дистанционного питания аппаратуры на оптических кабелях и существенно упростит техническое обслуживание магистрали.

Плезиохронная цифровая иерархия PDH (ПЦИ)


*****
Новосибирск © 2009-2017 Банк лекций siblec.ru
Лекции для преподавателей и студентов. Формальные, технические, естественные, общественные, гуманитарные, и другие науки.