8. Линейные тракты оптических систем передачи

8.1. Способы построения линейных трактов оптических систем передачи

Линейные тракты оптических систем передачи подразделяются на беспроводные (атмосферные) и проводные (волоконно-оптические). Беспроводный оптический тракт состоит из двух устройств, включающих в себя передатчик остронаправленного оптического излучения в инфракрасном диапазоне спектра – полупроводниковый лазер, или светодиод и приемник вышеуказанного излучения – высокочувствительный фотодиод (ЛФД или p-i-n). Между передатчиком и приемником находится атмосфера. Основным процессом, сопровождающим распространение инфракрасного оптического излучения в атмосфере, является его селективное поглощение парами воды, углекислым газом, а также рассеяние мельчайшими частицами (дым, пыль, снег, дождь, туман и т.п.).

Сильные полосы поглощения инфракрасного излучения соответствуют следующим длинам волн: 0,51; 0,7; 0,9; 1,16; 1,3 мкм и т.д. (рисунок 1.6).

Максимальная прозрачность наблюдается на длинах волн 0,95; 1,15; 1,5 ¸ 1,8 мкм. На этих длинах волн коэффициент прозрачности лежит в пределах 0,6 ¸ 0,9. Кроме случайно меняющегося затухания атмосферы в расчете линейного тракта должны быть учтены рассогласования источника излучения и приемника.

Методика расчета линейного тракта атмосферной оптической системы передачи подробно изложена в [8, 28, 58, 85]. В ее основе лежит следующий алгоритм:

  • определяется мощность излучения на выходе передатчика, которая равна произведению средней мощности излучателя (светодиода или лазера) на потери в оптике передатчика;
  • определяется величина потерь от рассогласования передатчика и приемника, обусловленная разными площадями излучающей и принимающей поверхностей;
  • определяется максимальная мощность информационного сигнала на фотоприемнике с учетом потерь на оптике приемника, которая равна произведению величины мощности передатчика в площади приемника на величину потерь в оптике, однако это характерно для идеальной атмосферы;
  • вычисляется реальный уровень мощности на приеме за счет флуктуаций в атмосфере;
  • отношение максимальной мощности сигнала к минимальной чувствительности приемника в логарифмическом масштабе позволяет определить допустимый динамический диапазон линейного тракта.

Динамический диапазон должен соответствовать техническим характеристикам выпускаемых систем передачи. Подавляющее большинство существующих систем имеют выходную мощность до 100 мВт, а чувствительность приемника около –50 дБм. Таким образом, реальный динамический диапазон составляет более 60 дБ.

Расчеты дальности передачи должны производиться на основе метеоданных, полученных при исследовании атмосферы в месте предполагаемого развертывания системы передачи. На рисунке 8.1 для примера приведены характеристики затухания атмосферы при различных метеофакторах.

Рисунок 8.1. Характеристики затухания атмосферы при различных метеофакторах

Рисунок 8.1. Характеристики затухания атмосферы при различных метеофакторах

Примеры характеристик атмосферных оптических систем передачи приведены в таблице 8.1.

Таблица 8.1. Характеристики атмосферных ОСП ЛАЛ2

Вид характеристики Модификация ЛАЛ2
500 1000 2000 5000
Общие параметры  
Стандарты сигналов ГОСТ26886-86, G.703, G.823, IEEE802.3
Режим передачи Дуплексный
Рабочая дальность, км 0.5 1.0 2.0 5.0
Вероятность ошибки 10-10
Наработка на отказ Не менее 100 000 часов
Максимальная длина кабеля спуска, м 50 300
Наличие подогрева стекла Нет Есть
Питание ~220 В±10%, 50Гц
Потребляемая мощность, Вт 6 40
Рабочий диапазон температур, град С От -40 до +65
Исполнение аппаратуры (наружное) Всепогодное
Характеристики передатчика  
Источник излучения GaAlAs лазер
Длина волны, нм В диапазоне 810-860
Максимальная мощность лазера, мВт 20 40 60 100
Средняя мощность излучения, мВт 10±1 12±1 18±1 45±1
Контроль мощности Автоматический
Расходимость луча, мрад 3±0.1 1±0.1 0.5±0.5 0.3±0.01
Характеристики премника  
Детектор p-i-n ЛФД
Поле зрения, мрад 12±1.5 5±1
Реальная чувствительность, дБм -38 -54
Полоса пропускания оптического тракта 50±5нм
Характеристики интерфейсов Е1/4, Ethernet  
Скорость передачи, Мбит/с 2.048/10 2.048, 4×2.048/10
Волновое сопротивление, Ом 120/75/100±5%
Линейный код HDB-3, AMI
Разъём на блоке интерфейса RG-45
Наличие системы контроля и управления Есть
Интерфейс контроля и управления RS-232
Наличие автоматизированного привода  
Перемещение по горизонтали и вертикали Нет 2 и 3 град
Ошибка стабилизации углового положения Нет 30 секунд
Максимальная скорость перестройки Нет 1 град/с

ЛАЛ – лазерная атмосферная линия.

Линейные тракты волоконно-оптических систем передачи (ВОСП) могут быть устроены для одноволновой и многоволновой передачи.

Одноволновой линейный тракт может быть устроен по одной из схем, изображенных на рисунке 8.2.

В точках S (передача) и R (прием), обозначенных на рисунке 8.2, определены характеристики стыков (интерфейсов) аппаратуры и линии (приложение 1, 2). Расстояние между точками S и R одной линии зависит от характеристик оптоволокна (затухания и дисперсии), передатчика и приемника (мощность передачи, ширина спектра излучения, минимальная чувствительность приемника и другие). Кроме указанных устройств в состав линии могут входить: промежуточные регенераторы, промежуточные и оконечные оптические усилители, преобразователи линейного кода передачи и приема, разъемные и неразъемные соединители, компенсаторы дисперсии. Благодаря различным характеристикам передатчиков и приемников могут быть выбраны подходящие длины участков передачи при требуемом качестве. При этом промежуточные регенераторы или усилители могут быть исключены или размещены в удобных местах (на охраняемых территориях с гарантированным энергообеспечением и возможным обслуживанием).

Многоволновый линейный тракт имеет более строгое устройство, чем одноволновый. Это обусловлено необходимостью уменьшения взаимных помех в параллельно работающих волновых каналах. Помехи появляются из-за ряда нелинейных оптических эффектов, возникающих в волоконных световодах при определенной плотности мощности оптического излучения в длинной линии[61].

Рекомендациями Международного Союза Электросвязи (G.692) предложено три типа организации линейных трактов многоволновых ВОСП с оптическими усилителями:

  • тип 1 обозначается индексом L и имеет протяженность до 80 км с затуханием 22 дБ;
  • тип 2 обозначается индексом V и имеет протяженность до 120 км с затуханием 33 дБ;
  • тип 3 обозначается индексом U и имеет протяженность до 160 км с затуханием 44 дБ.

Индексы имеют следующий смысл:

  • L, long – длинная линия;
  • V, very – очень длинная линия;
  • U, ultra – сверхдлинная линия.

Рисунок 8.2. Варианты построения линейного тракта ВОСП с одноволновой передачей

Рисунок 8.2. Варианты построения линейного тракта ВОСП с одноволновой передачей

В линии типа L могут использоваться до 7 промежуточных усилителей при общей длине линии до 640 км (рисунок 8.3 а).

В линии типа V могут использоваться до 4 промежуточных усилителей при общей длине линии до 600 км (рисунок 8.3 б).

В линии типа U передача осуществляется без промежуточных устройств усиления на расстояние до 150 км (рисунок 8.3.в).

Указанные ограничения расстояния многоволновой передачи определены для 41 спектрального канала и обусловлены не только необходимостью восстановления мощности, но и необходимостью регенерации сигналов в каждом волновом канале. Применение широкополосных компенсаторов дисперсии может позволить увеличить длину многоволнового линейного тракта [74]. Реальные разработки многоволновых трактов содержат от 4 до 320 волновых каналов в диапазонах C, L,S (приложение 3). При этом частотный интервал между каналами может быть: 1000 ГГц (4 канала); 600 ГГц (6 каналов); 400/500 ГГц (8 каналов); 400 ГГц (9 каналов); 200 ГГц (18 каналов); 100 ГГц (41 канал); 50 ГГц (более 64 каналов); 25 ГГц (более 132 каналов). Для указанных частотных интервалов принята система обозначений [26]:

WDM, Wavelength Division Multiplexing – волновое мультиплексирование (с разделением по длине волны);

DWDM, Dense WDM – плотное волновое мультиплексирование;

HDWDM, High Dense WDM – высокоплотное волновое мультиплексирование;

CWDM, Coarse Wavelength Division Multiplexing – грубое (расширенное) волновое мультиплексирование для каналов в различных окнах прозрачности стекловолокна с интервалом между каналами не менее 20 нм.

Обозначения на рисунке 8.3: λ П – волновой канал; ОМХ – оптический мультиплексор; ODMX – оптический демультиплексор; ОЦ ПЕР – оптический усилитель передачи; ОЦ ПР – оптический усилитель приема (предусилитель); ОУЛ – оптический усилитель линейный.

Кроме многоволновой передачи в линейном тракте может применяться передача с оптическим временным уплотнением (OTDM) и уплотнением по поляризации (PDM). Однако эти способы пока не получила заметного применения.

Рисунок 8.3. Варианты построения линейного тракта с многоволновой передачей

Рисунок 8.3. Варианты построения линейного тракта с многоволновой передачей

Примеры характеристик линейных трактов ВОСП с одноволновой или многоволновой передачей приведены в приложении учебного пособия. Согласование одноволновых и многоволновых линейных трактов осуществляется через устройство, которое определено как транспондер.

Транспондер обеспечивает формирование требуемой для многоволнового линейного тракта несущей частоты и устраняет фазовые дрожания импульсов. На рисунке 8.4 представлена схема стыка передатчика одноволновой системы с транспондером многоволновой системы.

Рисунок 8.4. Стык линейных трактов одноволновой и многоволновой систем передачи

Рисунок 8.4. Стык линейных трактов одноволновой и многоволновой систем передачи

На рисунке 8.4 обозначено:

S – точка стыка, соответствующая рекомендации G.957 МСЭ-Т;

Sn – точка стыка, соответствующая рекомендациям G.692, G.694.1, G.694.2 МСЭ-Т;

λ х – длина волны из диапазонов 1260 ¸ 1335 нм и 1480 ¸ 1580 нм;

λ n – длина волны, соответствующая сетке частот многоволновой системы передачи, например, как показано на рисунке 8.5;

о-э-о – обозначение функций транспондера, как преобразователя оптического сигнала с длиной волны λ х в электрический сигнал, его обработки и последующего преобразования в оптический сигнал с длиной волны λ n (n = 1, 2, 3, ...160 и т.д.). Ниже приведены примеры сеток частот последней стандартизации для использования в транспондерах.

Сетка частот CWDM (Coarse Wavelength Division Multiplexing), грубое мультиплексирования с разделением по длине волны, определена рекомендацией ITU-T G.694.2, где предусмотрен волновой интервал между оптическими несущими 20 нм и определены длины волн передачи: 1271 нм, 1291 нм, 1311 нм, 1331 нм, 1351 нм, 1371 нм, 1391 нм, 1411 нм, 1431 нм, 1451 нм, 1471 нм, 1491 нм, 1511 нм, 1531 нм, 1551 нм, 1571 нм, 1591 нм, 1611 нм.

Допустимая вариация любой из волн составляет ± 6-7 нм от центральной волны.

Сетка частот DWDM (Dense WDM) – плотного мультиплексирования с разделением по длине волны определена рекомендацией ITU-T G.694.1, где предусмотрены различные волновые интервалы между оптическими несущими: 12,5 ГГц, 25 ГГц, 50 ГГц, 100 ГГц. Эти несущие определены для диапазонов C и L. Значения несущих частот (волн) можно вычислить по следующим формулам:

а) для интервала 12,5 ГГц

193,1 + n ´  0,0125 [ТГц];

б) для интервала 25 ГГц

193,1 + n ´  0,025 [ТГц];

в) для интервала 50 ГГц

193,1 + n ´  0,05 [ТГц];

г) для интервала 100 ГГц

193,1 + n ´  0,1 [ТГц].

Кроме приведенных сеток частот CWDM и DWDM сохраняются возможности по использованию стандартов G.692, G.695 по распределению частот и интерфейсов ранней стандартизации.

λ 1 = 1558,98 нм; λ 2 = 1557,36 нм λ 3 = 1555,75 нм; λ 4 = 1554,13 нм; λ 5 = 1552,52 нм; λ6 = 1550,92 нм; λ 7 = 1549,32 нм; λ 8 = 1547,72 нм; λ 9 = 1542,94 нм; λ 10 = 1541,35 нм; λ 11 = 1539,17 нм; λ 12 = 1538,19 нм; λ 13 = 1536,61 нм; λ 14 = 1535,04 нм; λ 15 = 1533,47 нм; λ 16 = 1531,90 нм

Частотный шаг между оптическими несущими частотами составляет 200 ГГц.

Рисунок 8.5. Пример распределения несущих оптических частот в линейном тракте системы Alcatel1686 WM

Рисунок 8.5. Пример распределения несущих оптических частот в линейном тракте системы Alcatel1686 WM

8.2. Требования к линейным сигналам одноволновых оптических систем передачи

К линейным сигналам ОСП предъявляются следующие основные требования:

  • непрерывная часть энергетического спектра должна содержать минимальную спектральную плотность в низкочастотной области и иметь минимум высокочастотных составляющих;
  • линейный сигнал должен содержать информацию о тактовой частоте;
  • непрерывная часть спектра должна быть минимальной вблизи тактовой частоты;
  • основная доля энергии спектра должна находиться в ограниченной области частот;
  • процесс линейного кодирования не должен зависеть от статистики информационного сигнала;
  • алгоритм формирования линейного сигнала должен обеспечить надежный контроль ошибок регенерации;
  • линейный код не должен приводить к размножению ошибок
    и т.д. [10.]

8.3. Линейные коды оптических систем передачи. Классификация кодов и их характеристики

Линейные коды ВОСП классифицируются по степени стандартизации и применению в существующих одноволновых системах передачи с аппаратурой мультиплексирования PDH, SDH и некоторой другой, например, оптических компьютерных сетей [4]. На рисунке 8.6 представлена классификация линейных кодов ВОСП.

Линейные коды: скремблированный; коды без избытка; 1В2В; блочные mBnB и со вставками; двухуровневые, т.е. имеют два логических состояния – высокий и низкий уровень оптической мощности.

Скремблированный линейный код в формате передачи NRZ (Non Return to Zero – без возврата к нулю на тактовом интервале) – является первым глобальным стандартом линейного кодирования для цифровых ВОСП SDH. Алгоритм его формирования рассмотрен в рекомендации МСЭ-Т G.707 (2004 года). Код обеспечивает выполнение требований, предъявляемых к линейным сигналам. Некоторые характеристики скремблированного кода приведены в [21].

Рисунок 8.6. Классификация линейных кодов цифровых ВОСП

Рисунок 8.6. Классификация линейных кодов цифровых ВОСП

Коды без избытка:

  • NRZ – L (без возвращения к нулю на тактовом интервале – абсолютный) – точно повторяет информационную последовательность;
  • NRZ – S и NRZ – M – относительные коды, т.е. изменяющие состояния в последовательности после логического нуля (S) или логической единицы (М).

Коды не получили широкого распространения из-за несоответствия требованиям к линейным сигналам [10]. Необходимо различать понятия кодирования без избытка (NRZ-L, NRZ-S, NRZ-M) и формата линейного кода NRZ и RZ. Формат определяет активность передатчика на тактовом интервале. Формат NRZ соответствует активности на всём тактовом интервале (рисунок 8.11), а формат RZ соответствует активности передатчика на части тактового интервала (50% или 25%).Под линейными кодами класса 1В2В понимают коды, в которых один бит исходного сигнала преобразуется в комбинацию из двух битов. При этом длительность этих битов в два раза меньше преобразуемого. Следовательно, тактовая частота линейного сигнала удваивается и скорость передачи в линии становится вдвое больше исходной последовательности. К линейным кодам класса 1В2В относятся:

  • BI – L (биимпульсный абсолютный);
  • BI – М (биимпульсный относительный М);
  • BI – S (биимпульсный относительный S);
  • DBI (дифференциальный бифазный);
  • CMI (с инверсией групп символов);
  • MCMI (модифицированный CMI) и ряд других [10].

Линейные коды класса mВnВ, где m ³ 2, а n > m, называют алфавитными или табличными, т.к. при их формировании используются две – три таблицы кодирования, обеспечивающие балансировку числа логических символов "1" и "0".В кодах этого класса последовательность исходного сигнала разбивается на отрезки (блоки), состоящие из m бит, и преобразуется в определенную последовательность (блок) кодовых символов n. Широкое применение получили коды 2В3В, 2В4В, 3В4В, 5В6В, 7В8В.При формировании кодов со вставками предусмотрено разбиение исходной последовательности на блоки из m символов и присоединение к этим блокам дополнительных служебных символов. Примерами кодов со вставками являются: mB1C; mB1P; mB1P1R.При формировании кодов mB1C к информационным символам m добавляется один дополнительный С, который имеет значение, инверсное последнему из m. Если последний из m будет "1", то символ С будет "0", и наоборот, если последним из m будет "0", то символ С будет "1" (3В1С, 8В1С).В кодах mB1P m – число информационных символов, Р – дополнительный символ. Если число единиц в блоке m нечетное, то символ Р принимает значение "1", а если нечетное, то символ Р равен "0" (10В1Р, 17В1Р).

Если требуется организация служебной связи в линейном тракте, то исходная двоичная последовательность кодируется по алгоритму mB1P, а затем добавляется еще один бит R – для служебной связи. Получается линейный код mB1P1R. Пример: 10B1P1R.

Многоуровневые коды могут применяться в оптических системах передачи при внешней модуляции излучения и также в случае строго линейных модуляционных характеристик прямой модуляции.
В качестве примера можно назвать линейное трехуровневое кодирование HDB-3 opt, предусмотренное рекомендацией МСЭ-Т G.703 [82].

Для сравнительного анализа различных линейных кодов ВОСП предложено использовать ряд стандартизированных характеристик [10].

Избыточность линейного кода двухуровневого сигнала (8.1)

Избыточность придает сигналу заданные свойства и повышает тактовую частоту

(8.2)

Относительная скорость передачи указывает коэффициент изменения скорости передачи

(8.3)

Максимальное число следующих друг за другом одинаковых символов определяет устойчивость выделения тактовой частоты.

Диспаритетность – неравенство числа единиц и нулей в кодовых комбинациях, влияющих на тактовый синхронизм.

Ширина полосы частот, содержащая 90% энергии элементарного импульса линейного кода, характеризует удельную часть непрерывной части энергетического спектра на тактовом интервале (Т).

Цифровая сумма представляет собой сумму амплитуд импульсов на временном отрезке n – уровневого кода (n = 2, 3, ...), отнесенную к абсолютному значению разностей соседних по величине уровней. Цифровая сумма позволяет надежно контролировать ошибки передачи и т.д.

8.4. Алгоритмы формирования сигналов в линейных кодах ВОСП

8.4.1. Алгоритм формирования скремблированного линейного сигнала

Скремблирование осуществляют с помощью устройства, реализующего логическую операцию суммирования по модулю два исходной двоичной последовательности и преобразующего случайного сигнала, в качестве которого используется псевдослучайная последовательность (рисунок 8.7).

Рисунок 8.7. Схема формирования скремблированного линейного сигнала

Рисунок 8.7. Схема формирования скремблированного линейного сигнала

Операция сложения по модулю два заключается в следующем:

Псевдослучайная последовательность для линейного кодирования в ВОСП формируется циклически, например, линейный код SDH систем воспроизводится за 127 тактов. Для формирования линейного скремблированного кода в формате NRZ генерируется образующий полином по схеме

g(x) = 1 + x 6 + x <7, (8.4)
где x n обозначает единицу в n – м разряде, т.е. в разрядах 6 и 7.Общая длина скремблирующей последовательности равна 7.

Рисунок 8.8. Схема формирования скремблирующей последовательности

Рисунок 8.8. Схема формирования скремблирующей последовательности

Схема формирования скремблирующей последовательности представлена на рисунке 8.8.

Псевдослучайную последовательность формируют семь D-триггеров и сумматор по модулю два. Каждым опорным тактам цифровые данные перемещаются из триггера в триггер. Благодаря сумматору по модулю два образуется псевдослучайный код (рисунок 8.9).

Рисунок 8.9. Формирование псевдослучайного скремблирующего кода

Рисунок 8.9. Формирование псевдослучайного скремблирующего кода

После скремблирования происходит формирование линейного сигнала в формате NRZ (рисунок 8.10).

Рисунок 8.10. Формирование линейного сигнала в формате NRZ

Рисунок 8.10. Формирование линейного сигнала в формате NRZ

При скремблировании линейного сигнала системы SDH группа двоичных символов, расположенная в начале цикла STM-N не подвергается преобразованию в скремблере. Эта группа символов (6 байт´ N) образует синхрослово, которое необходимо для распознавания цикла STM-N на приемной стороне. Обнаружение цикла STM-N в приемной части позволяет запустить процедуру дескремблирования и восстанавливать информационный сигнал из линейного.

Основные достоинства скремблированного линейного сигнала ВОСП:

  • стабильность скорости передачи по линии;
  • остаточно точное выделение тактовой частоты для регенерации;
  • уменьшение влияния статистических параметров информационного сигнала на фазовое дрожание цифрового линейного сигнала.

8.4.2. Алгоритмы формирования линейных сигналов в классе кодов 1В2В

Широкое распространение кодов класса 1В2В обусловлено простотой формирования и требуемыми характеристиками. Среди этих кодов наибольшее применение получили:

  • BI – L, Biphase – Level – абсолютный биимпульсный;
  • DBI, Differential Biphase – дифференциальный бифазный;
  • BI – M, BI – S, Biphase Mark and Space – бифазный относительно единицы и нуля;
  • CMI, Complemented Mark Inversion – с инверсией групп символов;
  • МCMI, модифицированный CMI.

Алгоритмы кодирования для указанных кодов представлены в таблице 8.2.

Таблица 8.2. Таблицы кодирования некоторых видов кода 1В2В

Таблица 8.2. Таблицы кодирования некоторых видов кода 1В2В

Код МCMI предназначен для преобразования троичного сигнала HDB-3 (High Density Bipolar of Order 3) в биимпульсный по правилу, приведенному в таблице 8.3.

Таблица 8.3

Примеры формирования линейных сигналов ВОСП в кодах класса 1В2В представлены на рисунке 8.11.

К достоинствам линейных кодов класса 1В2В относят малое число последовательностей одинаковых символов, малые размеры схем кодеров/декодеров, хорошую сбалансированность и устойчивый тактовый синхронизм. Недостатком этих кодов можно считать двукратное увеличение скорости передачи и, соответственно, расширение полосы частот сигнала. На рисунке 8.12 приведены спектральные характеристики для сигналов в кодах 1В2В.

Другие характеристики кодов класса 1В2В подробно представлены в [10].

Рисунок 8.11. Примеры формирования линейных сигналов ВОСП в кодах класса 1В2В

Рисунок 8.11. Примеры формирования линейных сигналов ВОСП в кодах класса 1В2В

Рисунок 8.12. Энергетические спектры линейных кодов класса 1В2В

Рисунок 8.12. Энергетические спектры линейных кодов класса 1В2В

8.4.3. Алгоритмы формирования линейных сигналов в классе кодов nBmB

Блочные коды могут быть с постоянной или переменной длиной блоков. В ВОСП используются коды с постоянной длиной блоков, формируемые как nBmB по соответствующим таблицам - алфавитам. Примеры таблиц - алфавитов приведены ниже.

Таблица 8.4. Линейный блочный код 3В4В

Таблица 8.4. Линейный блочный код 3В4В

Представленный пример отражает принцип взвешенного кодирования с проверкой на четность и разными алфавитами. При взвешенном кодировании все комбинации из m символов (в примере m = 3) исходного двоичного кода общим числом 2 m (в примере 2 3 = 8) разбивается на две группы. В каждой комбинации каждой группы выбирается n > m (в примере n = m + 1), но таким, что для первой группы n содержит постоянное число единиц с равным весом (в примере диспаритет D = 0 для 0101, 1001, 0110, 1010), а комбинации n второй группы кодируются поочередно в блоки с неравенством единиц и нулей (в примере это 1110 и 0100 различного диспаритета + D и - D соответственно). Кроме того, может выбираться подходящий алфавит. Как видно из таблицы 8.4, некоторые блоки n вообще исключены из алфавитов, например, 0000 и 1111.

Другой пример блочного кодирования представлен на рисунке 8.13.

Рисунок 8.13. Сигнал в коде 4В5В – NRZ

Рисунок 8.13. Сигнал в коде 4В5В – NRZ

Сбалансированное блочное кодирование обеспечивает устойчивый тактовый синхронизм приемника, надежное обнаружение ошибок при подсчете цифровой суммы, увеличение тактовой частоты заметно меньшее, чем при кодировании 1В2В. Энергия непрерывной составляющей сигнала в кодах mBnB сосредоточена в узком спектре частот и не содержит постоянной составляющей. Пример энергетического спектра кода 5В6В приведен на рисунке 8.14.

Алгоритмы формирования сигналов в кодах со вставками изложены выше. Примеры временных диаграмм, отражающих процессы кодирования, рассмотрены в [10]. Характеристики кодов со вставками близки характеристикам кодов mBnB.

Рисунок 8.14. Спектральная характеристика кода 5В6В

Рисунок 8.14. Спектральная характеристика кода 5В6В

Многоуровневые коды ВОСП пока не получили широкого применения и в предлагаемом учебном пособии не рассматриваются.

8.5. Проектирование линейных одноволновых трактов ВОСП. Ограничения длины регенерационного участка

Качество линейного тракта ВОСП в большой степени определяет качество доставки информационных данных в сети связи. Для выполнения высоких требований по доставке информационных данных линейный тракт может быть резервирован полностью (режим 1 + 1 – один рабочий и один резервный) или частично (1 : n – один резервный на n рабочих (n = 1, 2,...14)). Рабочие и резервные тракты проектируются по заданным показателям качества, основным из которых является коэффициент ошибок передачи двоичного сигнала (сигнала с импульсно-кодовой модуляцией – ИКМ) на скорости 64 кбит/с на общей длине 27500 км (рисунок 8.15).

Рисунок 8.15. Нормирование коэффициента ошибок при международном соединении

Рисунок 8.15. Нормирование коэффициента ошибок при международном соединении

На рисунке 8.15 обозначено: ОС – оконечная станция; МС – международная станция. Национальный участок при организации международного соединения в канале 64 кбит/с (основной цифровой канал – ОЦК) имеет допустимый коэффициент ошибок КОШ = 0,4 ´ 10 – 6. Коэффициент ошибок обозначается BER, Bit Error Rate и соответствует отношению:

Число неправильно принятых символов/Общее число символов, переданных в единицу времени

Интервалы времени измерения BER, рекомендованные МСЭ-Т для линейных трактов, приведены ниже:

КОШ ³ 10 – 3 для t = 10 мс;

КОШ = 10 – 4 для t = 100 мс;

КОШ = 10 –5 для t = 1 с;

КОШ = 10 – 6 для t = 10 с;

КОШ = 10 – 7 для t = 100 с;

КОШ = 10 – 8 для t = 1 000 с;

КОШ = 10 – 9 для t = 10 000 с;

Рисунок 8.16. Нормирование коэффициента ошибок в ОЦК при международном соединении

Рисунок 8.16. Нормирование коэффициента ошибок в ОЦК при международном соединении

Учитывая, что при цифровой передаче в ОЦК ошибки суммируются, можно получить условие по допустимой величине коэффициента ошибок на длине линейного тракта в 1 км:

  • для магистрального участка КОШ м = 10 – 7 /10 000 = 10 – 11;
  • для внутризонового участка КОШ в = 10 – 7 /600 = 1,67´ 10 – 10;
  • для местного участка КОШ у = 10 – 7 /100 = 10 – 9.

Указанные величины КОШ положены в основу требований к коэффициенту ошибок одиночного регенератора

КОШ РЕГ = КОШ х ´ LРЕГ, (8.5)

где LРЕГ – длина участка регенерации, х = м, в., у.

КОШ РЕГ определяется соотношением сигнал/помеха на входе регенератора для заданного импульсного сигнала. Для линейных трактов ВОСП характерна передача однополярных импульсов. На рисунке 8.17 представлена зависимость коэффициента ошибок от соотношения сигнал/помеха на входе регенератора.

Рисунок 8.17. Зависимость коэффициента ошибок от соотношения сигнал/помеха на входе регенератора

Рисунок 8.17. Зависимость коэффициента ошибок от соотношения сигнал/помеха на входе регенератора

Отношение сигнал/помеха играет решающую роль в устройстве регенерации (рисунок 8.18).

Решающее устройство (РУ) принимает решение о приеме импульса или паузы. Решение должно быть принято при наиболее вероятной амплитуде импульса, т.е. на половине такта Т. Для этого с помощью выделителя тактовой частоты (ВТЧ) и формирующего устройства (ФУ) создается последовательность коротких стробирующих импульсов середины тактовых интервалов передачи информационных символов (единиц и нулей). При этом импульсный сигнал, искаженный при передаче в линейном тракте, восстанавливается в первоначальном виде.

Рисунок 8.18. Структурная схема регенератора

Рисунок 8.18. Структурная схема регенератора

Для решающего устройства создается порог различения информационных нулей и единиц. Если учесть, что помеха имеет гауссовский вероятностный закон распределения, то уровень порога равен половине амплитуды единичного импульса. При этом вероятность ошибочного приема обозначается

РОШ = р(0) ´ р(1/0) + р(1) ´ р(0/1), (8.6)

где р(0) и р(1) априорные вероятности появления единицы и нуля, р(1/0) р(0/1) – вероятности ложного приема. Величины р(0) = р(1) = 0,5, что обеспечивается линейным кодом ВОСП, а вероятности ложного приема определяются через гауссовское распределение (8.7)

(8.7)

где - интеграл вероятности, табулированный и приводимый в математических справочниках, Uед – напряжение единичного импульса, σ - дисперсия напряжения шума (помехи).Таким образом, отношению сигнал/помеха на рисунке 8.17 соответствует отношение Uед / 2σ . При этом самый низкий порог отношения сигнал/шум служит нормативом для определения минимального уровня оптического сигнала на входе фотоприемного устройства. Даже небольшое отклонение от этого норматива может повлечь резкое увеличение числа ошибочно принятых символов. Из рисунка 8.17 видно, что, например, изменение отношения сигнал/помеха с 6 до 5 приведет к росту коэффициента ошибок от 10 – 9 до 10 – 6. Это должно учитываться при определении длины регенерационного участка. Неточность восстановления тактовых интервалов также относится к факторам повышения вероятности ошибки. При регенерации цифрового сигнала наблюдается накопление фазовых дрожаний в цепочке регенераторов:

An = A× 4√N,

где А- амплитуда дрожаний на выходе одного регенератора, Аn – амплитуда дрожаний на выходе цепочки из n регенераторов. В цепочке из 20 регенераторов амплитуда дрожаний увеличивается в 2.11 раза.

Заметное повышение соотношения сигнал/помеха может дать фильтр – корректор (ФК), если он согласован с импульсным сигналом по полосе частот и оптимизирован по межсимвольной помехе. Согласование по полосе частот позволяет сгладить импульсные помехи, т.е. устранить шумы вне основной части полосы сигнала. Оптимизация по межсимвольной помехе позволяет добиться устойчивого выделения тактовой частоты и формирования стробирующих импульсов с минимальными фазовыми дрожаниями. Наилучшие результаты дает ФК косинусного типа [8] с передаточной характеристикой (8.8).

(8.8)
где f – текущая частота, В – скорость передачи двоичных импульсов. Графическое изображение этой характеристики приведено на рисунке 8.19.

Рисунок 8.19. Передаточная характеристика косинусного фильтра – корректора

Рисунок 8.19. Передаточная характеристика косинусного фильтра – корректора

Настройка фильтра – корректора оценивается глазковой диаграммой (рисунок 8.22), формируемой для одного тактового интервала импульса [8, 11, 66].

Определение длины участка регенерации является важной составной частью проектирования линейного тракта ВОСП.

Длина регенерационного участка (РУ) определяется двумя основными параметрами передачи: затуханием и дисперсией импульсов информационных сигналов. Немалое внимание уделяется этим параметрам в различных публикациях [2, 6, 7, 10, 11, 22, 27, 30, 87].

Для определения длины РУ по затуханию можно воспользоваться соотношением, предложенным МСЭ-Т [87]:

(8.9)

где РS – уровень мощности сигнала передатчика в точке стыка S (дБм), РR –уровень мощности сигнала на входе приемника в точке стыка R (дБм), определенный для заданного КОШ; РD – мощность дисперсионных потерь (дБ); Ме – энергетический запас на старение оборудования (дБ); N – число строительных длин кабеля; lS – потери энергии на стыках строительных длин (дБ); NC – число разъемных соединений между точками S и R; lС – потери энергии на разъемном соединении (дБ); a С – коэффициент затухания кабеля (дБ/км); a m – запас на повреждения кабеля (дБ/км).

Расчет длины РУ по значению дисперсии производится с целью определения совместимости полосы пропускания кабеля (оптической полосы) с требуемой скоростью передачи сигнала. В реальных многомодовых волокнах полоса частот с увеличением длины волокна уменьшается и может быть приближенно определена из выражения [10]:

(8.10)

где D F – ширина полосы частот, приведенная к единице длины волокна, удельная полоса [МГц´ км]; g = 0,5 ¸ 0,8 - коэффициент, учитывающий влияние реального профиля показателя преломления сердцевины волокна и закон изменения полосы частот с увеличением длины волокна.

Величина удельной полосы определяется дисперсией волокна [88]:

(8.11)

где D(λ)= (8.12)

t М М – межмодовая дисперсия; D λ ´ t х(λ ) – хроматическая дисперсия многомодового волокна.

Ширина спектра излучения D λ [нм] определяется для передатчика на уровне мощности, равной половине максимальной.

t х(λ ), [пс/(нм´ км)] – коэффициент удельной хроматической дисперсии.

Для многомодовых кабелей величина D F приводится в их характеристиках и составляет от 500 до 1200 МГц´ км [4].

При оценке ширины полосы частот D F(L) одномодового волокна длиной L известны различные подходы, изложенные в вышеуказанных изданиях. Дисперсия оценивается по среднеквадратическому уширению импульса t СКУ, по уширению импульса на уровне половины максимальной мощности t 0,5, по времени нарастания импульса от 0,1 до 0,9 t Н его максимального значения мощности. Все эти способы оценки связаны между собой соотношением (7.13) [22]:

(8.13)

Полоса частот оптического одномодового кабеля также уменьшается с увеличением длины волокна L, как и у многомодового (8.10), однако коэффициент g = 1.

Скорость передачи линейного сигнала В и полоса пропускания волокна связаны соотношениями (6.17) и (6.18). Значение дисперсии, приводимое в характеристиках волокон, это t СКУ [4, 7, 22]. Необходимо обращать внимание в технических характеристиках на ширину спектра одномодовых лазеров D λ , которая указывается для уровня –20 дБм от максимума излучаемой мощности.

Длина регенерационного участка определяется из соотношения (8.9) и проверяется на соответствие полосы пропускания и скорости передачи соотношениями (8.10), (8.13). При скорости передачи В > 2,5 Гбит/с в расчете должна приниматься хроматическая дисперсия и поляризационная модовая дисперсия [4].

Ограничивающими факторами длины РУ являются:

  • для максимальной мощности передатчика РS – нелинейные оптические эффекты [4];
  • для минимальной мощности на входе приемника РR – коэффициент ошибок; разность РS - РR называют энергетическим потенциалом системы передачи;
  • энергетический запас на старение оборудования Ме имеет разброс от 3 дБ до 6 дБ;
  • энергетический выигрыш от применения упреждающей коррекции ошибок (FEC);
  • километрическое затухание кабеля a С зависит от окна прозрачности стекловолокна;
  • запас на повреждение кабеля указывается для длины линии 100 км на срок эксплуатации 20 лет;
  • полоса пропускания волокна зависит от типа волокна, окна прозрачности и ширины спектра излучения лазера или светодиода [4], применения компенсаторов дисперсии, способа модуляции (прямой или внешней), введения линейного или нелинейного предискажения [6].

Другие аспекты проектирования линейных трактов одноволновых ВОСП изложены в [10, 17, 26, 27, 30, 34, 35, 66, 74, 89, 90].

8.6. Требования к линейным трактам систем с многоволновой передачей

Для расширения возможностей оптической передачи по волоконно-оптическим линиям связи методы временного уплотнения мало пригодны по следующим причинам: технологические проблемы электронных преобразований (мультиплексирование/демультиплексирование); ограничения по скорости передачи, вызванные хроматической и поляризационной модовой дисперсией, чирпинг-эффект при модуляции и в стекловолокне [7].

Решить задачу увеличения пропускной способности линейных трактов ВОСП наиболее реально с помощью многоволнового мультиплексирования WDM (Wavelength Division Multiplexing). Сущность WDM состоит в следующем. Любые цифровые сигналы, например, STM-4, STM-16, STM-64, количество которых может быть 2, 4, 6, 8 ... n, передается на соответствующей несущей частоте оптического диапазона. Число несущих оптических волн стандартизировано для третьего окна прозрачности (1532,7 нм; 1533, 5 нм; ... 1560,6 нм) и составляет, как уже упоминалось ранее, 41. Эти несущие вводятся в стекловолокно на передаче c помощью оптического мультиплексора (ОМХ). На приемной стороне с помощью оптического демультиплексора (ODMX) производится их разделение (рисунок 8.20).

Рисунок 8.20. Схема многоволновой системы передачи

Рисунок 8.20. Схема многоволновой системы передачи

Путь передачи многоволнового линейного сигнала содержит оптический кабель, усилители и, возможно, другие устройства, например, устройство доступа к отдельным оптическим несущим частотам (оптическим каналам), корректоры дисперсии и т.д. Указанные устройства линейного тракта многоволновой ВОСП подразделяют на активные и пассивные. Передаваемые сигналы можно однозначно считать аналоговыми в линейном тракте. Таким образом, возникают проблемы, характерные для трактов аналоговых систем передачи: нелинейные искажения и связанные с этим помехи, искажения амплитудно-частотной характеристики, перегрузки по мощности, вызванные автоматической подстройкой уровня передачи в каждом усилителе и т.д.

Для реализации многоволновой передачи необходимо выполнение ряда требований, которые предъявляются к линейным трактам:

  • характеристики оптических кабелей должны соответствовать стандартам, рекомендованным МСЭ-Т G.652, G.653, G.654, G.655, G.656;
  • оптические линейные усилители по своим характеристикам должны соответствовать рекомендациям МСЭ-Т G.661, G.662, G.663, G.665;
  • пассивные оптические компоненты линейного тракта должны соответствовать по своим характеристикам рекомендациям МСЭ-Т G.671;
  • построение линейного тракта многоволновой ВОСП должно соответствовать рекомендациям МСЭ-Т для оптических систем передачи и сетей G.681, G.691, G.692, G.694.1, G.694.2, G.805, G.871, G.872, G.957, G.958, G.959.1;
  • линейные тракты должны быть резервированы частично или полностью (схемы резервирования 1:n и 1+1);
  • линейный тракт должен быть пригоден для наращивания числа оптических каналов (4, 8, 16, 32 ...) без изменения структуры и компонентов и ухудшения качества;
  • должна быть возможность использования ВОЛС с одномодовыми волокнами типа SMF (G.652), которые широко применяют на сетях связи;
  • должна быть предусмотрена возможность выделения/ввода отдельных оптических каналов в промежуточных станциях;
  • линейные тракты должны иметь встроенные средств контроля, измерений и автоматического резервирования;
  • в линейном тракте должно быть предусмотрено включение устройств компенсации хроматической и поляризационной модовой дисперсии;
  • негативное воздействие нелинейных оптических эффектов на качество волновых каналов должно быть рассчитано и минимизировано.

8.7. Проектирование линейных трактов многоволновой передачи. Ограничение длины участка регенерации и ретрансляции

В настоящее время существуют достаточно точные методики проектирования линейных трактов многоволновых систем. Однако производители техники многоволновой передачи не представляют таких методик в открытом виде получателям техники. При этом сопровождают поставки оборудования готовыми программными продуктами для выполнения необходимых расчетов. Для проектирования многоволновых систем передачи следует придерживаться следующих рекомендаций.

При проектировании новых оптоволоконных линий на магистральных участках передачи следует использовать оптические кабели со стекловолокном, отвечающим рекомендации МСЭ-Т G.655 для смещенной ненулевой дисперсии (NZDSF), например, True Wave. . Для этого волокна дисперсионная характеристика оптимальна при спектральном мультиплексировании не только в третьем окне прозрачности (1530 ¸ 1565 нм), но и в четвертом окне прозрачности (1565 ¸ 1620 нм), т.е. в диапазонах C и L. Кроме того, волокна True Wave имеют низкое значение поляризационной модовой дисперсии, что позволяет исключить компенсаторы дисперсии, вносящие дополнительное затухание. При этом длина регенерационного участка определяется по формуле (8.14)

(8.14)

где DПМД – коэффициент поляризационной модовой дисперсии пс/Ö км; В – скорость передачи, Гбит/с.

Важнейшей задачей проектирования является оценка соотношения сигнал/помеха в каждом волновом канале. Величина этого соотношения зависит от выбранного режима мощности передатчика, совокупного числа волновых каналов, длин волн, типа стекловолокна и его протяженности. Оптические помехи в каналах могут накапливаться и возрастать на выходе каждого усилителя. Это требует установки через определенное расстояние регенераторов, которые исключат дисперсионные искажения и накопленные помехи в каждом отдельном канале. Расчет отношения сигнал/помеха на входе приемника многоволновой системы передачи для одного из N каналов производится через формулу (8.15):

OSNR=Pch – as – NF – 10lgMус + 58дБ, (8.15)

где Pch – минимальный допустимый уровень мощности сигнала в одном канале, as – усиление оптического усилителя, например эрбиевого EDFA, NF- коэффициент шума усилителя (для EDFA 5-6дБ), значение 58дБ представляет собой оптический квантовый шум в полосе канала на входе усилителя, т.е.

- 58дБ = 10lg(h×f×∆f). (8.16)

Минимальный уровень мощности на входе усилителя для одного канала определяется формулой 8.17.

Pch min=OSNR + as + NF + 10lgMус – 58дБ, (8.17)

Максимальный уровень мощности на выходе усилителя многоволновой системы передачи для одного из N каналов определяется соотношением 8.18.

Pch max = Pmax – 10lgN, дБ, (8.18)

где Pmax – максимальный допустимый уровень передачи в стекловолокне, N – число оптических каналов. При вычислении уровней передачи рекомендуется строить диаграмму уровней оптического канала по всем промежуточным станциям (усилителям).

Характеристики, которые отражают факторы ограничения скорости и дальности цифровой передачи, приведены на рисунке 8.21 [105].

Литература, отражающая различные аспекты проектирования многоволновых линейных трактов и сетей, и доступная для массового пользования, приведена в списке [4, 6, 9, 12, 23, 26, 34, 35, 37, 49, 50, 52, 53, 54, 55, 56, 64, 66, 74, 87, 89, 94].

Рисунок 8.21. Ограничения длины регенерационного участка

Рисунок 8.21. Ограничения длины регенерационного участка

8.8. Q-фактор для оценки качества передачи

В аппаратуре оптических систем, например DWDM, измерение коэффициента ошибок необходимо производить в каждом оптическом канале, что занимает много времени. Для сокращения времени контроля канала без перерыва передачи информации используется метод на основе оценки Q-фактора (Quality – качество), который представляет собой отношение 8.19

, (8.19)

где μ 1 и μ 0 графическая зависимость значения сигнала ("1" и "0") и дисперсии шума σ 1 и σ 0 относительно уровня принятия решения о передаче логической "1" или "0". Значения μ 1 и μ 0, σ 1 и σ 0 фиксируются на выходе фотоприемного устройства с аналоговым широкополосным усилителем в виде глаз-диаграммы (рисунок 8.22).

Обычно Q-фактор оценивается в децибелах:

Q (дБ) = 10lgQ2 = 20lgQ, (8.20)

Между Q-фактором и коэффициентов ошибок установлена однозначная связь

. (8.21)

Пример соответствия Кош, Q и соотношения сигнал/шум приведены в таблице 8.5.

BER, Bit Error Ratio – отношение битовой ошибки.

SNR, Signal Noise Ratio – отношение сигнал/шум.

Рисунок 8.22. Глаз-диаграмма и распределение среднего значения цифрового сигнала и дисперсии шума

Рисунок 8.22. Глаз-диаграмма и распределение среднего значения цифрового сигнала и дисперсии шума

Таблица 8.5

Кош Q, в абсолютных единицах Отношение сигнал/шум SNR = 10lgQ2, дБ
10–9 6,0 15,6
1,3´ 10–12 7,0 16,9

8.9. Упреждающая коррекция ошибок в оптических системах передачи

Упреждающая коррекция ошибок FEC (Forward Error Correction) нашла широкое применение в технике оптической связи последнего поколения. Её использование предусмотрено стандартами передачи SDH, OTH, Ethernet.

Для обнаружения и исправления ошибок чаще всего используются циклические блочные коды (коды Хэмминга, коды Боуза-Чоудхури-Хоквенгема (БХЧ), коды Рида-Соломона (RS). Подробные сведения о этих кодах приведены в ряде изданий [115, 116,117].

В технике оптических систем нашли широкое применение коды Рида-Соломона (Reed-Solomon – RS). При использовании этих кодов данные обрабатываются порциями по m-бит, которые именуют символами. Код RS(n, k) характеризуется следующими параметрами:

  • длина символа m бит;
  • длина блока n = (2m – 1) символов = m(2m – 1) бит;
  • длина блока данных k символов;
  • nk = 2t символов = m(2t) бит;
  • минимальное расстояние Хэмминга dmin = (2t + 1);
  • число ошибок, требующих исправления t.

Алгоритм кодирования RS(n, k) расширяет блок k символов до размера n, добавляя (nk) избыточных контрольных символов. Как правило, длина символа является степенью 2 и широко используется значение m = 8, т.е. символ равен одному байту. Для исправления всех 1 и 3 битовых ошибок в символах требуется выполнение неравенства:

. (8.22)

Рисунок 8.33. Образование строки с блоком контроля FEC

Рисунок 8.33. Образование строки с блоком контроля FEC

Для исправления ошибок применяется 16-символьный код RS(255, 239), который относится к классу линейных циклических блочных кодов.Каждый цикл передачи, например, STM-N или OTUk разбивается на блоки символов данных по 239 байт. Каждому такому блоку вычисляется контрольный блок из 16 символов – байт и присоединяется к 239 байтам, 240-255 байты. Т.о. n = 255, k = 239, т.е. RS(255, 239). Объединенный блок k и nk образуют подстроку цикла. Синхронное побайтовое мультиплексирование подстрок образует одну строку цикла (рисунок 8.33).Порядок передачи строки слева направо. При формировании блока (nk) блок данных k сдвигается на nk и делится на производящий полином:

Р = х8 + х4 + х3 + х2 + 1. (8.23)

В результате получается частное от деления и остаток деления длиной nk. Блок данных k и остаток деления объединяются, образуя подстроку. После передачи подстроки на приемной стороне производится ее деление на производящий полином Р, аналогичный тому что был на передаче. если после деления остаток ноль, то передача прошла без ошибок. Если после деления остаток не равен нулю, то это признак ошибки. Место положения ошибки в блоке k обнаруживается по остатку, например табличным методом.

Исправлению подлежит заданное количество ошибок в символе (1, 2 или более в байте). Благодаря тому, что RS(255, 239) имеет расстояние Хэмминга dmin = 17 можно корректировать до 8 символьных ошибок.

Таблица 8.6 Пример результата расчета коэффициента ошибок на выходе декодера FEC RS(255, 239)

При этом число обнаруживаемых ошибок составляет 16 в подстроке с FEC. В таблице 8.6 приведен пример теоретически рассчитанного коэффициента ошибок на выходе декодера FEC RS(255, 239) [117].Практическая эффективность кодирования RS(255, 239) может составить от 5 до 8 дБ, т.е. FEC позволяет увеличивать длины участков передачи по сравнению с системами без FEC. Это особенно актуально на протяженных линиях оптической передачи и при реконструкции, когда производится переход на высокие скоростные режимы, например, с 2.5Гбит/с на 10Гбит/с. При этом очень важно сохранить длины участков передачи существующей сети и не строить дополнительных промежуточных станций.

Пример оценки эффективности применения упреждающей коррекции при цифровой передаче приведен на рисунке 8.34.

Рисунок 8.34. Эффективность использования FEC

Рисунок 8.34. Эффективность использования FEC

Контрольные вопросы

  1. Какие способы построения оптических линейных трактов могут быть выделены?
  2. Что представляет собой атмосферный оптический тракт?
  3. Что отличается в структуре одноволнового и многоволнового линейных трактов ВОСП?
  4. Что представляет собой транспондер?
  5. Какие требования предъявляются к линейным сигналам цифровых ВОСП?
  6. Как классифицируются линейные коды ВОСП?
  7. Какие характеристики определены для линейных кодов ВОСП?
  8. Объясните алгоритм формирования скремблированного кода.
  9. Объясните алгоритм формирования линейных кодов 1В2В.
  10. Каким образом формируются сигналы в кодах mBnB?
  11. Что является основой определения длины регенерационного участка цифровой ВОСП?
  12. Что такое коэффициент ошибок?
  13. Как работает устройство восстановления импульсов?
  14. Какое назначение имеет фильтр-корректор?
  15. Что определяет длину регенерационного участка одноволновой ВОСП?
  16. Какие факторы ограничивают длину РУ?
  17. Какие требования предъявляются к линейным трактам систем многоволновой передачи?
  18. Какие устройства входят в состав многоволнового линейного тракта ВОСП?
  19. Что необходимо учитывать при проектировании многоволновых ВОСП?
  20. Что обеспечивает Q-фактор при проведении измерений в ВОСП?
  21. Что обеспечивает упреждающая коррекция ошибок?

Волоконно-оптические системы передачи


*****

© 2009-2017 Банк лекций siblec.ru
Лекции для преподавателей и студентов. Формальные, технические, естественные, общественные, гуманитарные, и другие науки.