1.13.1. Ключевые транзисторные генераторы с резистивной нагрузкой

На рис.1.36а изображена простейшая однотактная схема транзисторного КУМ с резистивной нагрузкой [1]. Для анализа процессов, происходящих в схеме генератора его эквивалентную схему удобно представить рис.1.36б, где транзистор заменен ключом Кл с включенным последовательно с ним сопротивлением насыщения rнас. В установившемся режиме при достаточно больших величинах элементов Lк и Ср через блокировочный дроссель Lк течет только постоянная составляющая коллекторного тока Iк0, а на разделительном конденсаторе Ср действует почти постоянное напряжение, близкое к напряжению источника питания Ек (амплитуда переменной составляющей напряжения на Ср много меньше Ек).

На рис.1.36в изображена эквивалентная схема при замыкании ключа – в режиме насыщения транзистора, на рис 1.36г - эквивалентная схема при разомкнутом ключе, т.е. в режиме отсечки.

При замкнутом ключе постоянный ток Iк0 источника Ек в точке «А» разветвляется. Большая часть его, (Iк0–IкC), протекает через коллектор, обладающий малым по сравнению с нагрузкой сопротивлением rнас , а небольшая часть IкС идет в ветвь нагрузки, подзаряжая конденсатор Ср. (В дальнейшем предпо

лагается, что внутреннее сопротивление источника питания очень мало). Через сопротивление насыщения rнас протекает также ток разряда конденсатора Ср:

Рис.1.36

IC= (1.23)

Полный ток через коллекторную ветвь равен:

Iкmax = Iк0 – IкC + . …(1.24)

Конденсатор теряет в этой стадии заряд ΔQ() =(IC - IкСнас., где τнас - время пребывания транзистора в состоянии насыщения. Напряжение на конденсаторе при этом меняется мало, на ΔЕ =ΔQ(-)0 << QC0 к, что обусловлено неравенством τнас<< Rн С0, которое и служит количественной мерой исходного предположения о большой величине С0 .

При разомкнутом ключе ток источника питания Iк0 весь идет через ветвь нагрузки, сообщая конденсатору С0 заряд ΔQ(+) =Iк0τотс., где τотс.продолжительность пребывания транзистора в состоянии отсечки. Постоянный ток через конденсатор С0 не идет: сколько заряда он приобретает в одной части периода Т =τотс.+ τнас, столько теряет в другой. Следовательно, ΔQ(+) = ΔQ(-) . Подставляя сюда выписанные выражения для ΔQ(+) , ΔQ(-) и IC по (1), получим одно из уравнений, связывающих пока неизвестные величины Iк0 и IкС - уравнение баланса заряда или тока:

Iк0τотс.= τнас - IкСτнас ... (1.25)

То же уравнение получается и из рассмотрения баланса заряда, протекающего через ветвь, которая содержит дроссель Lк. Постоянный ток Iк0, протекающий через эту ветвь, замыкается через коллекторную ветвь, так как через разделительный конденсатор он течь не может. За период Т через дроссель переносится заряд Iк0Т. Он возвращается коллекторным током Iкmax за время τнас, когда цепь замкнута (рис.1.30в), значит

Iк0Т = Iкmax τнас (1.26)

Подставляя сюда Imax по формуле (1.24), придем к тому же уравнению (1.25), которое, следовательно, эквивалентно (1.26).

Второе независимое уравнение получим, рассматривая падение потенциала от точки «А» до точки «В» (рис.1.36в), когда коллекторная ветвь замкнута. С одной стороны, оно равняется Iкmaxrнас – падению напряжения на сопротивлении rнас. С другой – сумме напряжений на конденсаторе Ек и на нагрузке Rн, через которую течет ток (IкС IC) (ток и падение потенциала положительны, если направлены вниз от точки «А» к точке «В»). Приравнивая падения напряжения на параллельных ветвях, найдем:

Iкmaxrнас = Ек + ( IкС – IC )Rн … (1.27)

Подставляя сюда выражения (1.23) для IC и (1.26) для Iкmax, получим второе уравнение, связывающее Iк0 и IкС – уравнение баланса потенциалов:

Iк0 ·rнас = Ек + IкСRн … (1.28)

Исключая IкС из уравнений (1.25) и (1.28), найдем основную величину, через которую удобно выражать все характеристики процесса – постоянный ток источника питания Iк0:

Iк0= … (1.29)

Формула (1.29) может быть представлена так, как она приведена в [3]:

Iк0= , …( 1.29’)

Получим формулы для других представляющих интерес характеристик процесса. Когда ключ замкнут ток источника питания Iк0 в точке «А» разветвляется: через коллекторную ветвь идет ток (Ir0Iкс), через нагрузочную ветвь - ток Iкс. Эти токи определяются из уравнений (1.25) и (1.28) после исключения из них Ек.:

… (1.30)

… (1.31)

Таким образом, ток Iк0 распределяется между указанными параллельными ветвями обратно пропорционально их сопротивлениям Rн, и rнас.

Максимальный ток через коллектор, согласно (1.26), равен Iкmax = Iк0 ,

где по смыслу этой формулы Iк0 является средним за период током через коллектор. Величины максимального и среднего коллекторного токов транзистора в ключевом режиме определяются напряжением Ек, сопротивлением нагрузки Rн, а также соотношением между временем насыщения и временем отсечки, и не зависят ни от амплитуды возбуждения, ни от параметров транзистора.

При разомкнутом ключе через нагрузку течет ток Iк0. Напряжение на нагрузке равно:

Uн= Iк0Rн … (1.32)

Подставляя в (1.32) выражение Iк0 из (1.29) и учитывая (для упрощения), что rнас<<Rн., получим, что напряжение на коллекторе приближенно равно (рис.1.36в):

Uк= Ек + Iк0Rн ≈ Ек/(1- ) ,…(1.33)

При замкнутом ключе ток через нагрузку, (IкС – IC), согласно (1.23) и (1.31) равен:

Iн= – + = – + Iк0 ≈ – …(1.34)

Напряжение на нагрузке:

Uн= – + Iк0 ≈ – Ек(1– · ) ≈ – Ек …(1.35)

Оно компенсирует напряжение на конденсаторе Ек с точностью до малого напряжения на коллекторе:

Uк= Iкmax rнас << Ек …(1.36)

На рис.1.37 показаны эпюры токов и напряжений для трех случаев: при τнас < τотс, τнас = τотс и τнас> τотс соответственно. При τнас = τотс эпюры симметричны. Принимая импульсы коллекторного тока прямоугольными, можно последовательность этих импульсов разложить в ряд Фурье. Уровень гармонических составляющих тока коллектора зависит от относительного времени нахождения транзистора в состоянии насыщения . На рис.1.38 приведены кривые зависимостей коэффициентов a, характеризующих отношение гармонической составляющей Iкn к амплитуде прямоугольного импульса Iкmax, т.е. an=f( ). Можно показать, что оптимальным является режим, когда = , при этом угол отсечки коллекторного тока q = . Из рисунка видно,что амплитуда первой гармоники здесь максимальна, т.е. в этом режиме мощность в нагрузке генератора наибольшая, а суммарная мощность высших гармоник в нагрузке – наименьшая. Кроме того, в таком режиме пик-факторы тока и напряжения на коллекторе не больше двух ( Пт= и Пн= ).

Эффективность работы транзистора в ключевом режиме оценивают специальным параметром - электронным КПД hЭ

При использовании ключевого режима в передатчиках необходимо, чтобы колебания в нагрузке были гармоническими, а нагрузка - одинаковой для всех гармоник коллекторного тока. В качестве такой нагрузки используют систему фильтров (рис.1.39) , основная особенность этой схемы - практически постоянное активное входное сопротивление нагрузки во всем диапазоне рабочих частот. Мощность первой гармоники выделяется в основной нагрузке Rн на выходе фильтра нижних частот (ФНЧ), а мощность высших гармоник – в нагрузке

b

Рис.1.39

Rб на выходе фильтра верхних частот (ФВЧ). Таким образом, уровень мощности высших гармоник в основной нагрузке Rн невелик.

КПД по первой гармонике hк1 не равняется электронному КПД hэ, он определятся формулой:

hк1 = Р~10 .

Можно показать, что hк1 @ 0,81hЭ, и хотя он не выше КПД усилителей мощности с резонансной нагрузкой, мощность рассеиваемая на транзисторе, работающем в ключевом режиме, намного меньше. Диапазонные свойства ключевых генераторов рис.1.39 определяются частотными характеристиками фильтров. Для расширения частотного диапазона используют коммутацию фильтров.

На практике приведенные выше значения КПД hэ и hк1 могут иметь место лишь на низких частотах. На высоких частотах работа транзистора в ключевом режиме осложняется изза инерционности транзистора и из-за наличия в схеме паразитных реактивностей Lп и Сп, которая на рис.1.36а показана пунктиром. И то, и другое является причиной появления дополнительных потерь мощности.

Потери из-за инерционности транзистора обусловлены тем, что переход транзистора из состояния отсечки в состояние насыщения занимает некоторое время: tф - для фронта и tсп - для спада (рис.40в) [1]. В течение этих интервалов времени транзистор находится в активной области, где потери, т.е. мощность рассеяния на коллекторе, больше, чем в режиме насыщения. На рис.1.40д всплески потерь из-за инерционности транзистора отмечены цифрой 1. Среднее значение этих потерь пропорционально времени t=tф+tсп, когда они имеют место (рис.1.40в). Длительность активных периодов определяется инерционностью транзистора, параметрами схемы и условиями возбуждения. Максимальная частота, при которой их относительная величина не превышает 3% , равна fmax£ .

Коммутатовные потери возникают из-за паразитных реактивностей Сп и Lп (рис.1.36а и 1.36б). В интервале отсечки (при разомкнутом ключе (рис.1.40а) емкость Сп заряжается до напряжения еmax » 2Ек, а после перехода транзистора в состояние насыщения - разряжается на сопротивление rнас, при этом импульс тока разряда Ic вызывает искажение формы коллекторного тока: в начале каждого импульса возникает узкий разрядный импульс (рис.1.40г-2) и дополнительный всплеск мощности потерь (рис.1.40д-2), он равен РпотС»2fСп .

Распределенная индуктивность Lп, которая запасает энергию во время пребывания транзистора в состоянии насыщения (ключ замкнут–рис.1.40б)), проявляется при переходе транзистора из состояния насыщения в состояние отсечки, при этом в импульсе напряжения ек(t) появляется выброс (рис.1.40в -3) и, как следствие, всплеск мощности потерь (рис.1.40д-3), который пропорционален величине индуктивности Lп, квадрату протекающего через нее тока и рабочей частоте: PпотL»0,5fLпI2кmax.

Максимальные рабочие частоты, при которых величина мощности потерь из-за паразитных реактивностей схемы не превышают 3% определяются формулами: fmaxC£ , т.е. , и fmaxL £ , т.е. wmaxLLп£0,1Rн. Возбуждение транзисторов, работающих в ключевом режиме, произвоводится гармоническим током большой амплитуды, поэтому мощность возбуждения, потребляемая от предыдущего каскада, велика и коэффициент усиления по мощности в ключевом режиме ниже, чем в критическом, что является недостатком ключевого режима. Другой недостаток работающего в ключевом режиме генератора с резистивной нагрузкой – рост потерь с увеличением рабочей частоты. Эти недостатки ограничивают область их применения. Ключевые генераторы с резистивной нагрузкой используют на частотах до 30-40МГц в передатчиках ДВ, СВ и КВ диапазонов. На высокихчастотах, где коммутативные потери значительны, ключевые генераторы строят по cхемам c формирующим контуром.

Рис.1.40

Устройства генерирования и формирования радиосигналов


*****

© 2009-2017 Банк лекций siblec.ru
Лекции для преподавателей и студентов. Формальные, технические, естественные, общественные, гуманитарные, и другие науки.