Вы нашли то, что искали?
Главная Разделы

Добавить страницу в закладки ->

3. Амплитудная модуляция (АМ). Устройства генерирования и формирования радиосигналов

Устройства генерирования и формирования радиосигналов

3. Амплитудная модуляция (АМ)

3.1. Колебательные мощности при амплитудной модуляции

3.2. Модуляционные характеристики

3.3. Методы осуществления АМ

3.3.1. Амплитудная модуляция при постоянном анодном напряжении

3.3.1.1. Модуляция на управляющую сетку

3.3.1.2. Модуляция на экранную сетку

3.3.1.3. Модуляция на антидинатронную сетку

3.3.2. Амплитудная модуляция при меняющемся анодном напряжении

3.3.2.1. Анодная модуляция

3.3.2.2. Двойная анодная модуляция

3.3.2.3. Тройная модуляция

3.3.2.4. Модуляторы при анодной модуляции

3.3.2.5. Анодноэкранная модуляция

3.3.3. Амплитудная модуляция в схеме с заземленной сеткой

3.3.3.1. Модуляция изменением сеточного смещения

3.3.3.2. Модуляция возбуждением усиление модулированных колебаний (УМК)

3.3.3.3. Анодная модуляция

3.3.4. Динамическое управление уровнем несущей частоты ( ДУН) в передатчиках с амплитудной модуляцией

3.4. Методика расчета ламповых генераторов с амплитудной модуляцией

3.4.1. Сеточная модуляция

3.4.1.1. Модуляция изменением смещения на управляющей сетке

3.4.1.2. Модуляция изменением амплитуды напряжения возбуждения, или усиление модулированных колебаний (УМК)

3.4.2. Анодная модуляция

3.4.2.1. Двойная анодная модуляция

3.4.2.2. Тройная анодная модуляция

3.4.2.3. Анодная модуляция в схеме с заземленной сеткой

3.4.3. Анодноэкранная (АЭ) модуляция

3.5. Амплитудная модуляция транзисторных генераторов

3.5.1. Базовая и эмиттерная модуляции смещением

3.5.2. Базовая модуляция возбуждением (УМК)

3.5.3. Коллекторная модуляция

3.5.4. Анализ и метод расчета двойной коллекторной модуляции

3.5.5. Расчет транзисторного генератора с тройной модуляцией

Рис.3.1

При амплитудной модуляции  амплитуда высокочастотных колебаний частоты w изменяется по закону низкочастотного сигнала информации. При модуляции косинусоидальным сигналом одной низкой частоты W высокочастотные колебания с АМ описываются выражением:

i=Iн (1+ m cosWt ) cos wt ,

где Iн амплитуда тока высокой (несущей) частоты w в отсутствие модуляции, m = глубина модуляции (рис.3.1). Это выражение можно представить в виде:

i = Iн cos wt + [ cos (w +W )t+cos (w W)t ] , (3.1 )

откуда следует, что при амплитудной модуляции радиосигнал представляет собой колебания трёх высоких частот: несущей частоты w и двух боковых w +W и w W (рис.3.2а). Во время модуляции амплитуда колебаний несущей частоты остается постоянной, а амплитуды колебаний боковых частот пропорциональны глубине модуляции m и не превышают Iн/2 (при m=1). При модуляции сигналом, занимающим полосу частот DW =Wmax Wmin , где Wmax – самая высокая модулирующая частота, а Wmin – самая низкая, ширина спектра, занимаемая радиосигналом, равна 2Wmax  (рис. 3.2б) .

Рис.3.2



3.1. Колебательные мощности при амплитудной модуляции

У колебаний, модулированных по амплитуде, различают следующие средние мощности:

1. Средняя мощность за период высокой частоты в отсутствие модуляции. Это мощность в режиме несущей частоты, или в режиме молчания, она равна:

Рн = 0,5 R э . (3.2)

2. Средняя мощность за период высокой частоты w во время модуляции. Величина этой мощности меняется в соответствии с амплитудой модулирующего сигнала звуковой частоты W:

Р~ = ,

откуда

P~=Pн(1+mcosWt)2

В момент, когда амплитуда модулированных колебаний достигает максимального значения Imax=Iн(1+m) (при cosWt=1), мощность высокочастотных колебаний будет максимальной:

Рmax= Pн(1+m)2 , (3.3)

а при Imin =IН (1m) (при cosWt=1) минимальной:

Pmin = Pн (1m)2.

3. Мощность высокочастотных колебаний, средняя за период звуковой частотыW, или мощность в телефонном режиме, она равна:

Рtн ,

откуда

Рtн (1+ 0,5m2), (3.4)

т.е. на передачу собственно сигнала информации расходуется мощность

Ринф=0,5m2Pн

Легко видеть, что при m=1 Рmax =4Рн. При средней глубине модуляции m=mср=0,3 мощность Ринф=0,05Рн. Так, при Рн= 100 кВт Pmax=400 кВт, а Ринф=5 кВт!



3.2. Модуляционные характеристики

Для осуществления неискаженной модуляции необходимо, чтобы форма огибающей модулированных высокочастотных колебаний возможно точнее воспроизводила форму низкочастотных колебаний информации. Качественные показатели модуляции характеризуют модуляционные характеристики, статические и динамические. Статические модуляционные характеристики либо рассчитывают, используя статические характеристики лампы, либо снимают по точкам в отсутствие модулирующего напряжения. При модуляции генератор должен работать на линейном участке статической модуляционной характеристики, которая здесь представляет собой зависимость первой гармоники анодного тока от модулирующего напряжения. Однако, выполнение этого требования недостаточно, поскольку в реальных условиях модуляция осуществляется широким спектром частот сигнала информации, поэтому для суждения о качестве модуляции необходимы также динамические характеристики, амплитудная и частотная. Амплитудная динамическая модуляционная характеристика представляет собой зависимость глубины модуляции m от модулирующего напряжения при постоянной модулирующей частоте F. Частотной динамической модуляционной характеристикой является зависимость глубины модуляции m от модулирующей частоты F при постоянной амплитуде модулирующего напряжения. На нижних модулирующих частотах на форму этой характеристики влияет только модулятор, представляющий собой широкополосный усилитель низкой частоты. Причиной искажений на верхних модулирующих частотах может быть как модулятор, так и генератор изза неправильно выбранных блокировочных элементов в его схеме, а также изза неточной настройки его анодного контура.



3.3. Методы осуществления АМ

АМ осуществляют изменением напряжения на одном или на нескольких электродах лампы модулируемого каскада. Как правило, задающий генератор не модулируют (за исключением однокаскадных СВЧ и импульсных передатчиков), так как изменение режима автогенератора неизбежно приводит к нестабильности частоты автоколебаний. Методы осуществления АМ могут быть разделены на две группы.

В первую группу входят методы, при которых напряжение Еа на аноде лампы модулируемого каскада во время модуляции остается постоянным. К этой группе относятся все разновидности сеточной модуляции модуляция на управляющую сетку, модуляция на экранную сетку и модуляция на антидинатронную сетку. При всех видах сеточной модуляции линейная зависимость первой гармоники анодного тока от модулирующего напряжения – модуляционная характеристика – возможна только при работе генераторной лампы модулируемого каскада в недонапряженном режиме. Генераторная лампa должна быть выбрана на максимальную мощность (3.3), т.е. Рном.л.maxк= Pн(1+m)2/ ηк, где ηк КПД анодного контура. Как видно из (3.5), при m=1 и cредней глубине модуляции mср=0.3 на передачу сигнала расходуется мощность в 40 раз меньшая мощности лампы в максимальном режиме. Электронный КПД во время модуляции здесь изменяется, при этом его средняя величина невелика. В самом деле, КПД во время модуляции ht~t 0t. Величина Р~t определяется (3.4) при m=mср, а подводимая к генераторной лампе мощность изменяется во время модуляции от Р0max = Р(1+m) до P0min= Р(1m), и при постоянном анодном напряжении Еа в среднем она остается такой же, как в режиме несущей частоты, т.е. Р0t @ Р. Так как Рн=Pmax/(1+m) 2, a P= P0max/(1+m) , то:

htср= hmax (1+0,5m2cр)/(1+m), (3.5)

т.е. он приблизительно вдвое меньше, чем в максимальном режиме.

Ко второй группе относятся методы, при которых анодное напряжение Еа в процессе модуляции изменяется по закону модулирующего сигнала. Это анодная и анодноэкранная модуляции. Здесь линейная зависимость Ia1=f(Ea) имеет место только при работе генераторной лампы в перенапряженном режиме (см. п.1.7.3). Лампу выбирают на мощность Pномл= P~ н (1+m)/ ηк, то есть в (1+m) раз меньше, чем в предыдущем случае, так как здесь в максимальном режиме напряжение на аноде в (1+m) раз больше, чем в режиме несущей частоты, оно равно Еamax=Eн(1+m). Электронный КПД η во время модуляции не изменяется и остается равным hmax, поскольку h = 0,5 x, где x= Uка =Ia1Rэа – коэффифициент использования лампы по анодному напряжению, который при линейной зависимости Ia1=f(Ea) во время модуляции остается постоянным.



3.3.1. Амплитудная модуляция при постоянном анодном напряжении

Расчет генераторной лампы при амплитудной модуляции производится всегда в максимальном режиме, т.е. на мощность Рmaxрасч max зад/hк, где hк КПД анодного контура. Как было показано выше, на эту же мощность должна быть выбрана и генераторная лампа. Потери на электродах лампы рассчитывают только в долговременных режимах модуляции, т.е. либо в режиме несущей частоты, либо в телефонном режиме. Мощность рассеяния на аноде в режиме несущей частоты равна:

Ран = Р Р~н , (3.6)

а в телефонном режиме:

Раt= Р0t Р~t= Р Р~н (1 + 0,5mср2) , (3.7)

так как здесь Р0t = Р.

Таким образом, в режиме несущей частоты потери на аноде больше, поэтому при тех видах амплитудной модуляции, где анодное напряжение постоянно, потери на аноде рассчитывают в режиме несущей частоты.



3.3.1.1. Модуляция на управляющую сетку

Существуют два вида модуляции на управляющую сетку: модуляция смещением и модуляция возбуждением. Первая осуществляется при постоянной амплитуде напряжения возбуждения Ugm изменением напряжения смещения Eg на управляющей сетке по закону модулирующего сигнала низкой частоты. При модуляции возбуждением напряжение смещения на управляющей сетке лампы остается постоянным, а по закону модулирующего сигнала изменяется амплитуда высокочастотных колебаний на ее управляющей сетке, поэтому этот вид сеточной модуляции носит название усиления модулированных колебаний (УМК).

Модуляция смещением

Здесь модулирующее напряжение низкой частоты действует в цепи управляющей сетки лампы вместе с исходным напряжением источника сеточного смещения Egн (рис.3.3), т.е. напряжение на управляющей сетке во время модуляции равно Еg=Egн+UgWcosWt. При этом изменяются и максимальное значение импульса анодного тока iamax, и его угол отсечки q. В 1.7.2 было показано, что линейная зависимость первой гармоники анодного тока от напряжения смещения при постоянных напряжении на аноде и амплитуде возбуждения имеет место при работе генераторной лампы в недонапряженном или критическом режимах при условии, что угол отсечки анодного ток изменяется в пределах углов 600 £ q £1200. Таким образом, в максимальном режиме угол отсечки анодного тока q должен быть равен 1200, а в минимальном 600. Так как глубина модуляции m=(Imax Imin)/(Imax+Imin), то легко видеть, что линейная модуляционная характеристика при модуляции смещением возможна при глубине модуляции m £ 0,61, что является большим ее недостатком. Загиб в верхней части модуляционной характеристики возможен либо в случае, когда величина импульса анодного тока ограничена током эмиссии катода, либо при переходе лампы в режим колебаний класса А.

Рис.3.3

Расчет генератора в максимальном режиме начинают с вычисления коэффициента использования лампы по анодному напряжению в критическом режиме xкр при угле отсечки анодного тока q=1101200, после чего принимают x=(0,981)xкр и рассчитывают амплитуду напряжения на анодном контуре в максимальном режиме Uкmax, первую гармонику и постоянную составляющую анодного тока, Ia1max и Ia0max, эквивалентное сопротивление нагрузки лампы Rэ, напряжение смещения на на управляющей сетке Еgmax и амплитуду напряжения возбуждения Ugm. Для расчета сеточной цепи находят угол отсечки сеточного тока в максимальном режиме:

qgmax = arccos( Egmax/Ugm)

и максимальное значение импульса сеточного тока igmax, которое определяют по статическим характеристикам сеточного тока ig =f(eg) при eamin = Ea Uкmax и egmax = Еgmax+Ugm. Если статических характеристик нет, то в максимальном режиме, когда электронный режим лампы критический, принимают igmax @(0,15÷0,2)iamax. Затем рассчитывают первую гармонику сеточного тока Ig1max=0,7a1gigmax и мощность возбуждения Pg~ = 0,5Ig1maxUgm. Постоянная составляющая сеточного тока в максимальном режиме равна Ig0max = 0,65ag0 igmax . Для определения потерь на электродах лампы и для расчета модулятора необходим расчет режима несущей частоты. В анодной цепи подводимая мощность равна Р0max/(1+m), колебательная мощность P~н~max /(1+m)2, а мощность рассеяния на аноде определяется формулой (3.6). Для расчета сеточной цепи в режиме несущей частоты следует воспользоваться формулой (1.12) для анодного тока в недонапряженном и критическом режимах:

Ia1= mUgm/(aiRi+Rэ)

В режиме несущей частоты Ia=Ia1max/(1+m), и коэффициент приведения в режиме несущей частоты ai=(mUgRэIa)/IaRi (m=1/D, а Ri=1/SD). По найденному из таблиц (см. Приложение 1) значению угла отсечки анодного тока в режиме несущей частоты qн из формулы для косинуса угла отсечки анодного тока в режиме несущей частоты:

cosqн = (Eg н Eg’) / (Ugm DIaRэ)

находят значение напряжения смещения на управляющей сетке в режиме несущей частоты Еgн. Описанная выше методика используется и для построения статической модуляционной характеристики Ia1=f(Eg), для этого задаются рядом значений первой гармоники анодного тока Ia1 в интервале от 0 до Ia1max, т.е. Ia1=0,8Ia1max, 0,6Ia1max и т.д., и для каждого из них находят значение напряжения смещения Еg . Мощность рассеяния на управляющей сетке равна:

Pg= Pg~н Pg0н ,

где Рg~н = 0,5IgUgm мощность возбуждения в режиме несущей частоты, а Рg мощность, рассеиваемая в источнике сеточного смещения в режиме несущей частоты Рg0= |Eg н|Ig. ЗдесьIgи Ig соответственно первая гармоника и постоянная составляющая тока управляющей сетки в режиме несущей частоты: Ig=a1gн igmaxн, Ig=agigmaxн, где igmaxн амплитуда импульса сеточного тока в режиме несущей частоты при остаточных напряжениях на аноде и на управляющей сетке соответсвенно равных eaminн = EaUкн и egmaxн = Egн +Ugm . Угол отсечки сеточного тока в режиме несущей частоты в общем случае определяется равенством qgн = arccos(Eg н /Ugm ). Амплитуда модулирующeго напряжения равна UgW =½Egmax – Egн½, или UgW =½Egmin– Egн½, где Egmin – напряжение смещения на управляющей сетке при Iа1= Iа1min = Iа1н(1– m). Мощность модулятолятора определяется формулой:

Р~W = 0,5UgW IgW ,

где IgW=agWIg0max составляющая звуковой частоты в сеточном токе, которая при изменении напряжения смещения во время модуляции изменяется со звуковой частотой, Ig0max постоянная составляющая сеточного тока в максимальном режиме. Нетрудно показать, что косинус угла отсечки qgW постоянной составляяющей сеточного тока igW равен:

cosqgW = (Ugm |Egн| ) / UgW

Мощность модулятора при модуляции смещением невелика, что является её достоинством.

Нагрузкой модулятора является нелинейное входное сопротивление генераторной лампы, которое меняется во время модуляции при изменении напряжения смещения на сетке. Сеточный ток генераторной лампы представляет собой периодическую последовательность импульсов, которые появляются во время положительного полупериода модулирующего напряжения, когда напряжение на сетке становится положительным, поэтому период повторения импульсов равен периоду модулирующей звуковой частоты. Составляющие сеточного тока звуковой частоты и ее высших гармоник проходят через выходное сопротивление модулятора, при этом на нем создаются падения напряжения высших гармоник звуковой частоты, которые накладываются на модулирующее напряжение, искажая его форму. Во избежание нелинейных искажений необходимо, чтобы величина выходного сопротивления модулятора была как можно меньше. По этой причине в выходном каскаде модулятора используют катодные повторители, трансформаторные усилители с понижающим нагрузочным трансформатором и т.п. Цепь управляющей сетки генераторной лампы не должна содержать активных сопротивлений, если генераторная лампа работает с сеточным током.

При модуляции на управляющую сетку в экранированных лампах, тетродах и пентодах, необходимо иметь в виду, что питание экранной сетки должно быть от отдельного источника Еg2 с малым внутренним сопротивлением. При питании экранной сетки от источника питания анода Еа через гасящий резистор Rg2 остаточное напряжение на экранной сетке равно eg2 = Ea Rg2Ig20 , где Ig2 постоянная составляющая экранного тока, которая при модуляции изменяется со звуковой частотой. Это изменение будет противодействовать модуляции и может явиться причиной искажений: при модуляции «вверх» одновременно с ростом анодного тока возрастает и ток экранной сетки, при этом остаточное напряжение на экранной сетке уменьшается, что препятствует возрастанию анодного тока. При одинаковой колебательной мощности токи управляющей сетки у экранированных ламп меньше, чем у триодов, поэтому требуется менее мощный модулятор. В этом преимущество экранированных ламп перед триодами.

Модуляция возбуждением

Сеточная модуляция возбуждением (усиление модулированных колебаний УМК), как и модуляция смещением, производится в недонапряженном режиме. Форма модуляционной характеристики при УМК зависит от угла отсечки анодного тока q. Из 1.7.1 следует, что линейная модуляционная характеристика имеет место при угле отсечки q=900. Нетрудно показать, что при q<900 происходит углубление модуляции, что может привести к увеличению уровня фона и т.п., поэтому значений угла отсечки q <900 следует избегать. Расчет максимального режима при УМК производится так же, как при модуляции смещением. Угол отсечки анодного тока принимают равным 900, при этом напряжение смещения на управляющей сетке равно напряжению запирания Egmax= . Мощность рассеяния на управляющей сетке, как и при модуляции смещением, рассчитывают в режиме несущей частоты. Амплитуда возбуждения Ugmн и угол отсечки сеточного тока qg н в режиме несущей частоты определяются формулами:

Ugmн = Ugmmax/(1+m),

qg н = arccos( Egmax/Ugmн ).

Амплитуду импульса сеточного тока находят по статическим характеристикам сеточного тока генераторной лампы при остаточных напряжениях на ее электродах в режиме несущей частоты: eamin н = EaUкн и egmax н = Egmax + Ugmн.

Если угол отсечки анодного тока в максимальном режиме q ≠ 900, то при изменении амплитуды напряжения возбуждения Ugm в процессе модуляции угол отсечки q изменяется. Для расчета мощности рассеяния на сетке необходимо найти амплитуду напряжения возбуждения в режиме несущей частоты Ugmн, это позволит определить амплитуду импульса и угол отсечки сеточного тока в режиме несущей частоты и рассчитать мощность рассеяния на сетке. Первая гармоника анодного тока в режиме несущей частоты определяется выражением:

Ia= Sсрн(Ugmн DUкн) = (Ugmн DUкн) = (Ugmн DUкн),

где Uкн= IaRэ, а aiн коэффициент приведения импульса анодного тока при угле отсечки qн. Косинус угла отсечки qн в режиме несущей частоты равен:

соsqн= .

Помножив числитель формулы для Iaна это выражение для соsqн , а знаменатель – на соsqн, получим, что

Ia = S(Eg Egiβ

где β зависящий от угла отсечки qн табулированный коэффициент, который равен: b= . Тогда

b= .

С помощью ЭВМ по вычисленной величине b находят значение угла отсечки анодного тока qн в режиме несущей частоты и вычисляют амплитуду напряжения возбуждения в режиме несущей частоты Ugmн:

Ugmн = = .

Первую гармонику анодного тока можно представить формулой

Ia= ,

тогда

Ugmн=

Затем определяют остаточные напряжения на электродах лампы и угол отсечки сеточного тока qgн в режиме несущей частоты и вычисляют мощность рассеяния на управляющей сетке – так, как это было описано выше.



3.3.1.2. Модуляция на экранную сетку

Модуляционная характеристика при экранной модуляции более линейна, чем при сеточной модуляции смещением. Однако, мощность модулятора при экранной модуляции значительно больше, чем при сеточной, поскольку ток экранной сетки намного больше тока управляющей сетки и раствор статической модуляционной характеристики намного шире, чем при сеточной модуляции. Как и сеточная модуляция смещением, экранная модуляция производится в недонапряженном режиме по экранной сетке. Косинус угла отсечки экранного тока в режиме несущей частоты определяется формулой:

сos qg= (E'g– Eg1)/Ugm,

где E'g напряжение запирания по экранной сетке при Еg2= Eg, которое определяется по статической характеристике экранного тока лампы.

Энергетические показатели генератора при этом виде модуляции такие же, как при модуляции на управляющую сетку.



3.3.1.3. Модуляция на антидинатронную сетку

Схема генератора с модуляцией на антидинатронную сетку приведена на рис.3.4. Ее особенности обусловлены тем, что линейная модуляционная характеристика возможна лишь в области отрицательных значений напряжения на антидинатронной сетке Eg3, где ток антидинатронной сетки Ig3 отсутствует. Режим лампы по управляющей и особенно по экранной сетке – перенапряженный (рис.3.5), модуляция осуществляется за счет перераспределения катодного тока между анодом и сетками (в основном, экранной). Во избежание их перегрева используют комбинированную модуляцию на антидинатронную сетку.

Рис.3.4.

Для этого в цепи управляющей и экранной сеток включают активные сопротивления, обеспечивающие автоматическую модуляцию по этим сеткам. Величину сопротивления резистора R1 в цепи управляющей сетки принимают равнойR1=(0,3¸0,5)|Egmax|/Ig0max, где Еgmax напряжение смещения на управляющей сетке в максимальном режиме, а Ig0max постоянная составляющая сеточного тока в максимальном режиме. Сопротивление резистора в цепи экранной сетки R2 =(0,1¸0,5)Eg2max/Ig20max, где Eg2max напряжение на экранной сетке в максимальном режиме, Ig20max @ 0,2Ia0max постоянная составляющая экранного тока в максимальном режиме; здесь Ia0max постоянная составляющая анодного тока в максимальном режиме. Напряжения на управляющей и на экранной сетках равны:

Eg1= Eg вн – R1Ig0 ,

Eg2= Eg2вн – R2Ig20 ,

где Egвн и Eg2вн напряжения источников напряжения смещения на управляяющей сетке и питания экранной сетки.

Энергетические соотношения при модуляции на антидинатронную сетку такие же, как при модуляции на управляющую сетку. Расчет режима максимальной мощности производится в критическом режиме. Оптимальный угол отсечки анодного тока в максимальном режиме q = 70¸800. Потери на экранной сетке проверяют в режиме несущей частоты, при этом постоянную составляющую экранного тока принимают равной Ig20н » 0,25Ia0max.Тогда напряжение на экранной сетке в режиме несущей частоты Eg= Eg2max 0,25Ia0maxR2. Потери на управляющей сетке проверяют также в режиме несущей частоты: Pgн= Pg~н Pg, где Pg~н = 0,5UgmIg мощность возбуждения в режиме несущей частоты, a Pg=|Egвн|Ig+ R2I2g. Составляющие сеточного тока в режиме несущей частоты определяются формулами:

Ig1н= 0,5(Ig1max+Ig1min)

и

Ig0н=0,5(Ig0max+Ig0min) ,

т.е. для их нахождения требуется расчет минимального режима модуляции. Однако, можно принять, что Ig1min»2Ig1max и Ig0min»2Ig0max. Мощность, необходимая для возбуждения генератора, должна быть рассчитана в минимальном режиме, так как в этом режиме ток управляющей сетки имеет максимальное значение.

Рg~возб=0,5UgmIg1min

Модулятор при пентодной модуляции практически не потребляет мощности, от него требуется лишь обеспечение необходимой амплитуды модулирующего напряжения в цепи антидинатронной сетки, что является большим преимуществом этого вида модуляции. При глубине модуляции m=1 эта амплитуда должна быть равна:

Ug3W = 0,5(Eg3max+Eg3min),

где Eg3max=0, a Eg3min= Ea/mg3 (mg3 коэффициент усиления по антидинатронной сетке, величина которого приводится в справочниках по лампам).

Рис. 3.5



3.3.2. Амплитудная модуляция при меняющемся анодном напряжении



3.3.2.1. Анодная модуляция

При анодной модуляции на аноде лампы действуют напряжения источника анодного питания Еа и низкочастотное модулирующее напряжение UW, поступающее с выхода модулятора, включенного последовательно с источником питания (рис.3.6),

Рис.3.6

поэтому во время модуляцииподводимая к аноду мощность равна:

Роt= ЕаoнIaoн + 0,5mUонmIон 0нг+0,5m2Р0нг,

где m= IaW/Iaн глубина модуляции. Из этой формулы видно, что мощность модулятора Р~м = 0,5m2 Pонг = 0,5m2P~нг /hг , здесь hг КПД генератора. При m=1 и

hг=0,7 мощность модулятора Р~м=0,7Р~г , т.е. величина мощности модулятора при анодной модуляции того же порядка что и мощность генератора в режиме несущей частоты. Мощность, подводимая к анодной цепи модулятора, равна:

Р = 0,5m2Р~нг /hг/hм ,

где hм КПД модулятора. Так как проницаемость D генераторных ламп мала у триодов она порядка 102, то в недонапряженном режиме суммарный ток практически не зависит от анодного напряжения, поэтому глубокая у триодов она порядка 102, то в недонапряженном режиме суммарный ток практически не зависит от анодного напряжения, поэтому глубокая анодная модуляция возможна только в перенапряженном режиме (см.1.7), при этом модуляционная характеристика, которой здесь является зависимость Ia1=f(Еа), практически линейна за исключением небольшого участка в самом её начале (рис.3.7, сплошные линии).

Рис.3.7

Расчет генератора начинают с максимального режима, где Р~max= Рн(1+m)2 к . Как было показано в 3.3, требуемая мощность генераторной лампы Р~л~max/(1+m). Коэффициент использования лампы по анодному напряжению в максимальном режиме принимают равным x=(11,02)xкр. Оптимальный угол отсечки анодного тока при анодной модуляции q = 900. В 3.3 было показано, что при анодной модуляции КПД в процессе модуляции не изменяется, он равен

КПД в максимальном режиме hmax=0,5xкрmaxa1/a0.

Сопротивление генератора постоянному току Rг, которое является нагрузкой модулятора, при линейной модуляционной характеристике также постоянно, оно равно:

Rган/Iа0н (3.8)

Потери на аноде при анодной модуляции рассчитывают по формуле (3.7), т.е. в режиме модуляции, когда в анодную цепь поступает дополнительная мощность от модулятора.

Из рассмотрения статических модуляционных характеристик рис.3.7 видно, что наибольший ток управляющей сетки имеет место в минимальном режиме, т.е. при Еа=0, когда он равен суммарному току. В связи с этим мощность возбуждения (т.е. мощность предыдущего каскада), которая равна Рg~=0,5UgmIg1, должна быть рассчитана в минимальном режиме модуляции.

Рис.3.8



3.3.2.2. Двойная анодная модуляция

Для обеспечения линейности модуляционной характеристики на всем ее протяжении используют двойную анодную модуляцию, при которой одновременно с анодной модуляцией происходит еще и автоматическая модуляция смещением по управляющей сетке благодаря использованию автоматического (или комбинированного) сеточного смещения (рис.3.11а). Величину сопротивления автоматического смещения Rg рассчитывают в максимальном режиме модуляции, т.е.:

Rg=çEgmaxç/Ig0max (3.9)

С уменьшением анодного напряжения (при модуляции «вниз») сеточный ток возрастает и увеличивается напряжение смещения на управляющей сетке Еg= – RgIg0, при этом происходит переход с одной модуляционной характеристики на другую, соответствующую большему отрицательному смещению на сетке (рис.3.8), и результирующая модуляционная характеристика Ia1= f(Ea) становится линейной на всем ее протяжении от Еа = Eamin = 0 до Еа = Еа max. На рис.3.7 пунктиром показаны анодный и сеточный токи при автоматическом смещении в сеточной цепи. Как видно из рисунка, благодаря увеличению отрицательного смещения на сетке по мере уменьшения анодного напряжения сеточный ток в минимальном режиме становится намного меньше, чем при фиксированном смещении, поэтому автоматическое смещение способствует уменьшению мощности возбуждения. Величина емкости блокировочного конденсатора Cg в цепи автоматического смещения (рис.3.11а) должна быть выбрана так, чтобы на верхней модулирующей частоте Fв удовлетворялось неравенство

1/ 2pFвCg >2Rg,

где Fв верхняя модулирующая частота.

Итак, мощность возбуждения должна быть равна:

Рgвозб =0,5UgmIg1min . (3.10)

Расчет минимального режима при двойной модуляции.

В минимальном режиме Еа=0 и Uк=0, поэтому суммарный ток равен току управляющей сетки, и максимум этого тока определяется равенством:

igmax (min)=S(UgmEg0+Egmin) (3.11)

Косинус угла отсечки сеточного тока в минимальном режиме равен:

cosqgmin= – (Egmin–Eg0)/Ugm (3.12)

В этих формулах Egmin обозначено напряжение смещения в минимальном режиме:

Egmin= Eg0 – Ugmcosqgmin

Можно показать, что

(tgqgminqgmin)/p =b0»1/(SRg)

Зависимость b0=f(qgmin) приведена на рис.3.9. Рассчитав значение b0, из графика рис.3.9 определяют угол отсечки в минимальном режиме qgmin, после чего из формулы (3.12) находят величину Еgmin. Постоянная составляющая сеточного ток а при а при этом равна Ig0min= çEgminç/Rg , a его первая гармоника Ig1min=Ig0minag1(min) / ag0(min).

Рис.3.9

Далее рассчитывают мощность возбуждения Рвозб и мощность рассеяния на управляющей сетке. Эта мощность определяется в режиме несущей частоты, она равна:

Pgн=Pg~нPg ,

где Pg~н= 0,5UgmIg1н , а Pg=RgI2g. Здесь Ig1 и Ig0 соответственно первая гармоника и постоянная составляющая сеточного тока в режиме несущей частоты, их принимают равными:Ig=0,5(Ig1max+Ig1min) и Ig=0,5(Ig0max +Ig0min).

При использовании генераторных ламп с левыми анодносеточными характеристиками применяется комбинированное сеточное смещение – автоматическое и от источника сеточного смещения Еgф. При этом напряжение смещения на сетке равно Еg=Egф–Ig0Rg. Комбинированное смещение необходимо потому, что без источника смещения Еgф в отсутствие напряжения возбуждения (например, при выходе из строя лампы предыдущего каскада) напряжение смещения на сетке равно нулю, и лампа может выйти из строя. Обычно принимают Еgф=0,5Еgmax. Расчет минимального режима при комбинированном смещении на управляющей сетке более сложен. Значение угла отсечки сеточного тока qgmin может быть найдено из уравнения:

(Egф –Eg0)/Ugm=g0(qgmin)SRg–cosqgmin ,

где g0=(sinqgmin–qgmincosqgmin ). Это уравнение решают либо графически, либо на ЭВМ. Потери на управляющей сетке при использовании комбинированного сеточного смещения определяют по формуле:

Рg=0,5UgmIg–Ig(çЕgфç+IgRg )



3.3.2.3. Тройная модуляция

В радиовещательных передатчиках большой мощности используют тройную модуляцию, при которой помимо внешней модуляции анодного напряжения Еа и внутренней (автоматической) модуляции напряжения смещения Еg, добавляется еще и внешняя модуляция возбуждения Ug, то есть модулируют по амплитуде предыдущий каскад. При этом напряжение возбуждения описывается выражением:

ug=Ug н+ UgWcosWt = Ugн (1+mg cosWt) ,

где UgW амплитуда огибающей напряжения возбуждения, а mg= UgW / Ug н глубина амплитудной модуляции предыдущего каскада.

Добавление модуляции напряжения возбуждения меняет качественно и количественно процессы, происходящие в ламповом генераторе при модуляции. При двойной анодной модуляции (как и при одинарной) с изменением анодного напряжения напряженность режима меняется, что характеризуется отношением x/xкр в каждой точке модуляционной характеристики. В максимальном режиме при Еааmax это отношение всегда близко к единице, превышая ее 13%, поэтому провал в импульсе анодного тока незначителен. По мере уменьшения анодного напряжения, в совокупности с изменением других напряжений, происходит изменение режима лампы, причем, при двойной и при тройной модуляциях характер этого процесса различен. При тройной модуляции с уменьшением анодного напряжения Еа напряженность режима практически не меняется, и можно считать, что во всех точках модуляционной характеристики генератор работает в режиме, близком к критическому (рис.3.10а), имея мало искаженный (или совсем неискаженный) импульс анодного тока. Здесь процесс модуляции обусловлен уже не перераспределением катодного тока, а его уменьшением вследствие уменьшения напряжения возбуждения, которое сопровождает уменьшение Еа.

Рис.3.10

Этим объясняется и обратный характер изменения сеточного тока: при уменьшении Еа он не растет, как при одинарной и двойной модуляциях, а уменьшается (рис.3.10б), т.е. при тройной модуляции эти процессы такие же, как при модуляции возбуждением.

Существует предельное значение глубины модуляции возбудителя, mgпред, превышение которого при стопроцентной модуляции анодного напряжения Еа (т.е. при m»1) приводит к перемодуляции анодного тока, поскольку он прекращается не при Еа=0, а раньше при некотором значении Еа>0. Предельная глубина модуляции mgпред определяется формулой:

mgпред =

Вариация величины глубины модуляции возбудителя mg в широких пределах на анодном токе практически не сказывается. Однако, влияние значения mg на величину и форму сеточного тока и, следовательно, на режим сеточной цепи, весьма значительно, поскольку с увеличением mg резко снижается уровень сеточного тока, соответственно падают тепловые потери на сетке и уменьшается нагрузка возбудителя, а значит и требуемая от него мощность. Чтобы понизить мощность рассеяния на сетке усилителя до допустимого уровня достаточно принять mg » (0,40,6)mgпред. Для снижения мощности возбудителя величина mg должна быть максимально возможной. Обычно принимают mg » (0,81)mgпред.

Расчет режима генератора в пиковой точке при тройной модуляции не отличается от расчета при двойной модуляции. По его окончании рассчитывают величину mgпред и задают значение mg. Мощность, требуемую от возбудителя при тройной модуляции рассчитывают в максимальном режиме.

Амплитуда напряжения возбуждения в минимальном режиме определяется формулой:

Ugmmin= Ugmmax

Угол отсечки сеточного тока qgmin и напряжение смещения на управляющей сетке Еgmin, а также составляющие сеточного тока в минимальном режиме рассчитывают так же, как при двойной модуляции: из графика b0=f(q) (рис.3.9), где b0=1/SRg, a Rg сопротивление автоматичского смещения в сеточной цепи, находят угол отсечки в минимальном режиме qmin, после чего из формулы (3.12)

сosqmin= – (Egmin – Eg0)/Ugmmin,

откуда находят напряжение смещения в минимальном режиме Еgmin:

Egmin= Eg0 – Ugmmincosqgmin

и вычисляют значения составляющих сеточного тока в минимальном режиме:

Ig0min= ÷Egmin÷ / Rg ,

Ig1min = Ig0min

Здесь a1g и a0g коэффициенты разложения косинусоидального импульса сеточного тока в минимальном режиме.

Мощность рассеяния на сетке при тройной модуляции рассчитывают в режиме модуляции, поскольку во время модуляции в сеточную цепь поступает мощность от возбудителя.

Pgt= (Pg~н Rg)(1+ ) ,

где Pgt= 0,5IgUgн мощность возбуждения, а Igи Ig составляющие сеточного тока в режиме несущей частоты. При линейной аппроксимации модуляционных характеристик и m≠1 составляющие сеточного тока в режиме несущей частоты с достаточной степенью точности могут быть рассчитаны по формулам:

Ig » 0,9

Ig » 0,9 ,

где Ig0min0 и Ig1min0 – значения Ig0 и Ig1 в «нулевой точке» при m=1. Расчет минимального режима производится так же, как при двойной анодной модуляции

Мощность модулятора при тройной модуляции должна быть равна:

Р~мод = ( 0нпок)/hтр

Тройную модуляцию применяют также при построении генератора по схеме с ОС.



3.3.2.4. Модуляторы при анодной модуляции

Как было показано выше, мощность модулятора при анодной модуляции велика, она почти равна мощности генератора, поэтому в генераторе и в модуляторе часто используют одни и те же генераторные лампы. Можно показать что при построении модулятора по однотактной схеме потери на аноде лампы модулятора в режиме молчания почти в шесть раз превышают потери на аноде генераторной лампы, поскольку в этом случае лампы модулятора должны работать в режиме колебаний класса А. По этой причине в передатчиках с анодной модуляцией используют двухтактные модуляторы класса В, в которых модуляторные лампы работают с отсечкой анодного тока, в идеальном случае с углом отсечки q = 900.

При работе модуляторных ламп с отсечкой анодного тока электронный КПД модулятора, который равен hм»0,5 x, намного выше, чем при использовании однотактных схем, где лампы работают в режиме колебаний класса А. Обычно коэффициент использования по анодному напряжению ламп модулятора x £ 0,7 и при q = 900hм » 0,6. Кроме того, работа ламп с отсечкой анодного тока с одной стороны обеспечивает практически полное использование ламп по мощности, а с другой весьма малое потребление мощности в отсутствие сигнала и при малых его уровнях. Последнее особенно важно для оконечных каскадов модуляторов радиовещательных передатчиков, учитывая особенности вещательных программ, при которых максимальные и близкие к ним уровни имеют место только в течение незначительной части времени передачи. Большую же часть времени имеют место уровни, величина которых намного ниже максимального. Кроме того, вещательная передача, особенно речевая, сопровождается более или менее длительными паузами. Таким образом, работа модуляторных ламп с отсечкой анодного тока обеспечивает автоматическое регулирование потребления энергии и, тем самым, обеспечивает высокую экономичность вещательного передатчика в целом.

Использование двухтактной схемы также имеет много преимуществ. Как известно, при полной симметрии двухтактного трансформаторного каскада на его выходе отсутствуют как четные гармоники, так и комбинационные частоты четных порядков, поэтому приходится считаться только с гармониками и комбинационными частотам нечетных порядков, которые при угле отсечки q = 900 отсутствуют, а при q близких к 900 очень малы: при q = 100 1300 амплитуды третьей и пятой гармоник анодного тока не превышают 68% амплитуды основной частоты. Появление на выходе схемы четных гармоник может быть обусловлено только вследствие асимметрии схемы.

Малая чувствительность двухтактных схем к синфазным изменениям в схеме позволяет уменьшить требования к пульсациям выпрямленного напряжения источников питания анодных и сеточных цепей, а также осуществлять питание цепей накала ламп переменным током.

Рис.3.11

Принципиальная схема двухтактного модулятора класса В изображена на рис.3.11а. Модулятор представляет собой мощный двухтактный широкополосный трансформаторный усилитель низкой частоты, у которого выходной – модуляционный трансформатор нагружен активным сопротивлением Rг (см.(3.8)). В этой схеме через вторичную обмотку модуляционного трансформатора протекают постоянная составляющая анодного тока генератора Iа0н и ток звуковой частоты с амплитудой IaW=mIа0н. Постоянный ток Iа0н намагничивает сердечник трансформатора, изза этого приходится увеличивать его размеры. На рис.3.11б изображена схема модулятора, в которой благодаря разделительному конденсатору Ср постоянный ток Iа0н протекает через модуляционный дроссель Lм, а во вторичную обмотку трансформатора он не попадает. С другой стороны, дроссель Lм представляет большое индуктивное сопротивление WLм для тока звуковой частоты, поэтому ток IaW генератора попадает во вторичную обмотку модуляционного трансформатора минуя дроссель Lм. Для правильной работы схемы необходимо выполнение неравенства , где Wн самая низкая модулирующая частота (30, или 50Гц). Эту схему используют в передатчиках мощностью более 10кВт.

Мощность модулятора.

Мощность модулятора определяют на основании следующих соображений. Во избежание деформации формы импульса анодного тока модуляторных ламп их следует недоиспользовать и по току, и по напряжению. У ламп с вольфрамовым катодом принимают iaмmax @ 0,6Ie, а коэффициент использования по анодному напряжению должен быть меньше критического: xм @ 0,8xкрм. При этом требуемая номинальная мощность модуляторных ламп увеличивается приблизительно на 60%. С учетом потерь в модуляционном трансформаторе номинальная мощность модуляторных ламп при глубине модуляции m=1 должна быть равна:

Рном.л.м.= ,

где hТР КПД модуляционного трансформатора, а hг КПД генератора. Если принять hТР =0,95, а hг=0,75, то номинальная мощность модуляторных ламп должна быть равна Рном.л.м.@ 1,25Р~НГ.

Искажения.

Модуляторные лампы работают с углом отсечки анодного тока q»900 в недонапряженном режиме при x » 0,8xкр. Напряжения смещения на сетках ламп всегда подбирают таким образом, чтобы линейные участки динамических характеристик анодного тока ламп обоих плеч в анодносеточной системе координат были расположены на одной прямой линии (рис.3.12).

Рис.3.12

Нелинейные искажения, обусловленные криволинейностью нижних участков характеристик, легко компенсируются отрицательной обратной связью.

Рис.3.13

Неискаженная работа модулятора в значительной степени зависит от модуяионного трансформатора. Кроме частотных искажений, присущих обычному широкополосному трансформаторному усилителю низкой частоты (недостаточная индуктивность холостого хода является причиной спада частотной характеристики на нижних звуковых частотах, а индуктивность рассеяния Ls на верхних), при работе модуляторных ламп в режиме колебаний класса В возникают нелинейные искажения, обусловленные переходными процессами в модуляционном трансформаторе. Эквивалентная схема модулятора изображена на рис.3.13а. Если пренебречь шунтирующим действием индуктивности холостого хода и распределенной емкостью трансформатора, то при работе каждой лампы в течение половины периода (q=900) можно получить эквивалентную схему для одного плеча, изображенную на рис.3.13б (диод символизирует работу в течение одного полупериода). Как известно, ток в такой цепи при включении синусоидальной ЭДС ЕsinWt определяется из уравнения:

L +Ri = EsinWt ,

Здесь R= , где приведенное внутреннее сопротивление лампы модулятора, пересчитанное к работающему плечу схемы сопротивление нагрузки, L индуктивность рассеяния, приведенная к этой половине обмотки, Е=mUgW. Решением этого уравнения является выражение:

,

где первое слагаемое представляет собой составляющую вынужденного тока iвын, а второе свободного тока iсв. Угол j определяет начальную величину составляющей свободного тока и запаздывание составляющей вынужденного тока, он равен:

j = arctg

Форма тока в цепи определяется суммой мгновенных значений iвын и iсв , и, как видно из рис.3.14, она искажена.

Рис.3. 14

Из приведенных выше соотношений следует, что искажения тем больше, чем больше индуктивность рассеяния, чем меньше внутреннее сопротивление модуляторных ламп и чем выше модулирующая частота. По этой причине в таких модуляторах следует использовать лампы с большим внутренним сопротивлением. Теоретически коэффициент нелинейных искажений при ≤ 0,1 (здесь Wв=2pFв верхняя модулирующая частота) и глубокой модуляции составляет около 4%. Конструкция модуляционного трансформатора должна обеспечивать малые величины индуктивностей рассеяния между каждой половиной первичной обмотки и всей вторичной, а также между обеими половинами первичной обмотки. В качестве примера на рис.3.15 изображена схема соединений обмоток трехобмоточного трансформатора, где каждая половина вторичной обмотки расположена между двумя секциями первичной обмотки, что обеспечивает достаточно малую величину индуктивности рассеяния. Подобные трансформаторы применяют в мощных передатчиках с анодной модуляцией.

Рис.3.15

В настоящее время используют также модуляторы класса D, в которых сигнал звуковой частоты преобразуется в последовательность импульсов с широтноимпульсной модуляцией ШИМ. Длительность этих импульсов пропорциональна дискретным значениям напряжения сигнала. Частота следования импульсов (тактовая частота) должна быть значительно выше наивысшей частоты сигнала информации (в 57 раз). Последовательность импульсов с ШИМ усиливают до требуемого уровня мощности усилителем, работающим в ключевом режиме, что обеспечивает высокий КПД. Выделение модулирующего сигнала осуществляется фильтром нижних частот.



3.3.2.5. Анодноэкранная модуляция

Схема генератора с анодноэкранной модуляцией изображена на рис.3.16, здесь в процессе модуляции одновременно с анодным напряжением синхронно и синфазно изменяют напряжение на экранной сетке. Благодаря этому модуляция возможна как в перенапряженном, так и в недонапряженном режимах: в первом случае происходит анодная модуляция при меняющемся экранном напряжении, во втором экранная модуляция при меняющемся анодном напряжении.

Рис. 3.16

Рис.3.17

На рис.3.17 изображены пунктиром модуляционные характеристики при анодной модуляции при нескольких значениях напряжения на экранной сетке, сплошной линией показана модуляционная характеристика при одновременном изменении напряжений и на аноде, и на экранной сетке. Напряжение на экранной сетке во время модуляции равно:

Eg2= Eg+ Ug2WcosW

Мощность, потребляемая экранной сеткой от модулятора во время модуляции, равна:

Pg20t= 0,5mg2Pg20н , (3.13)

где mg2=Ug2W/Eg глубина модуляции по экранной сетке. Оптимальная величина mg2opt=0,91 Оптимальный угол отсечки анодного тока в максимальном режиме q=800900. Во избежание чересчур больших напряжений на экранной сетке в пиковом режиме экранное напряжение в режиме несущей частоты принимают равным Eg»0,8Eg2ном. Уменьшение экранного напряжения при модуляции «вниз» вызывает ослабление напряженности режима по экранной сетке и, как следствие, спрямление модуляционной характеристики. В результате одновременной модуляции анодного и экранного напряжений напряженность режима выравнивается на всем протяжении модуляционной характеристики. Однако, по мере приближения к минимальному режиму возрастает напряженность режима по управляющей сетке.

Рис.3.18

При использовании в сеточной цепи автоматического (или комбинированого) смещения сеточный ток в минимальном режиме здесь намного меньше, чем при анодной модуляции Ig0min = (1.52)Ig0max, поэтому и мощность возбуждения (мощость предыдущего каскада) при анодноэкранной модуляции намного меньше, чем при анодной. Расчет минимального режима и мощности рассеяния на управляющей сетке производится так же, как при двойной анодной модуляции. Модуляционные характеристики при анодноэкранной модуляции с автоматическим смещением на управляющей сетке изображены на рис.3.18.

Анодноэкранная модуляция, как и анодная, обычно производится в оконечном каскаде высокочастотного тракта. Для нее действительны все энергетические соотношения, полученные выше для анодной модуляции. Поскольку во время модуляции на экранную сетку, как и на анод, поступает дополнительная мощность от модулятора, потери на ней рассчитывают в режиме модуляции по формуле:

Pg2t= Pg+

В передатчиках с анодноэкранной модуляцией используют такие же модуляторы, как в передатчиках с анодной модуляцией. Модулирующее напряжение подается на экранную сетку от дополнительной вторичной обмотки модуляционного трансформатора. При этом от модулятора требуется большая мощность, чем при анодной модуляции. Принимая во внимание (3.13), получим, что здесь требуемая мощность модулятора равна:

P~м ³ ( Р~нг + Pg20н )/hтр ,

где ma глубина модуляции анодного напряжения (как правило, ma=1), hтр КПД модуляционного трансформатора.

Достоинствами анодной и анодноэкранной модуляций (по сравнению со всеми разновидностями амплитудной модуляции, входящими в первую группу) являются лучшее использование генераторных ламп по мощности, более высокий и не меняющийся во время модуляции КПД модулируемого каскада и большая линейность модуляционной характеристики. Основным их недостатком является большая мощность модулятора, его сложность и громоздкость.



3.3.3. Амплитудная модуляция в схеме с заземленной сеткой

Амплитудная модуляция в триодном генераторе, построенном по схеме с общей сеткой имеет некоторые особенности. В 1.11 было показано, что построенный по этой схеме усилитель представляет для возбудителя нагрузку, сопротивление которой определяется формулой (1.22):

Rвх= ,

где Ugк=Ugm амплитуда напряжения возбуждения, Ia1 и Ig1 первые гармоники соответственно анодного и сеточного токов. При сеточной модуляции, смещением и возбуждением, генераторная лампа работает в недонапряженном режиме, поэтому сеточный ток намного меньше анодного и можно принять, что

Rвх » .



3.3.3.1. Модуляция изменением сеточного смещения

Здесь амплитуда напряжения возбуждения во время модуляции должна оставаться постоянной. В действительности, при модуляции вверх, когда с ростом напряжения смещения Еg первая гармоника анодного тока растет, входное сопротивление Rвх, которое является нагрузкой возбудителя, уменьшается, что влечет за собой уменьшение амплитуды возбуждения Ugm искажение модуляционной характеристики. Для того, чтобы амплитуда возбуждения во время модуляции оставалась постоянной, необходимо, чтобы возбудитель работал в пернапряженном режиме.



3.3.3.2. Модуляция возбуждением усиление модулированных колебаний (УМК)

При усилении модулированных колебаний угол отсечки анодного тока обычно равен 900, при этом анодный ток Ia1 пропорционален напряжению возбуждения, поэтому сопротивление нагрузки возбудителя не меняется, т.е. для УМК схема с общей сеткой благоприятна.



3.3.3.3. Анодная модуляция

В 1.11 было показано, что напряжение высокой частоты на анодном контуре усилителя, построенного по схеме с общей сеткой, равно U аg= Uак + Ugк. Здесь Uак напряжение на лампе, а Uаg = Ia1Rэ, где Rэ эквивалентное сопротивление анодного контура. Тогда напряжение на лампе Uак = Uаg Ugк. Здесь величина Uаg = Ia1RЭ в процессе модуляции изменяется, а амплитуда напряжения возбуждения Ugк остается постоянной, поэтому напряжение на лампе уменьшается быстрее, чем напряжение на контуре. При больших значениях Еа, пока напряжение Uаg >> Ugк , это не сказывается (рис.3.19а). С уменьшением Еа при значении Еаа(0) Uаg=Ugк. При дальнейшем уменьшении анодного напряжения полярность переменного напряжения на лампе Uак меняет знак на обратный, остаточное напряжение между ее анодом и катодом еminаmin+ Uаg. При Uаg<Ugк напряжение на лампе Uак синфазно с напряжением возбуждения Ugк, которое распределяется между эквивалентным сопротивлением контура и внутренним сопротивлением лампы Ri, т.е. лампа превращается в потребителя энергии, предоконечный каскад работает на нагрузку, представляющую собой последовательное соединение эквивалентного сопротивления колебательного контура и внутреннего сопротивления лампы.

Анодный ток Ia1=0 при еmin= 0, т.е. при Еа= Ugк (рис.3.19б). Таким образом, для осуществления неискаженной модуляции потребовалось бы подавать на анод отрицательное напряжение, равное по величине амплитуде возбуждения, что крайне неудобно. Во избежание этого требуется использовать тройную анодную модуляцию, при которой одновременно с модуляцией анодного напряжения модулируют и напряжение возбуждения. Если глубина модуляции анодного напряжения m и напряжения возбуждения mg одинаковы, то анодный ток прекращается не при Еа = 0, а при Еа > 0 (на рис.3.19б эта модуляционная характеристика показана пунктиром). Чтобы Ia1=0 при Еа =0 глубину модуляции mg рассчитывают так же, как при тройной анодной модуляции генератора, построенного по схеме с общим катодом. Величина mg некритична, обычно принимают mg=0,70,8.

Рис. 3.19

Мощность, требуемая от возбудителя (предоконечного каскада (ПОК)) в режиме несущей частоты согласно (1.20) равна:

P~нвозб = 0,5Ugmн (Ia + Ig),

где Ugmн амплитуда напряжения возбуждения в режиме несущей частоты, которая равна:

Ugmн =

Методика расчета анодного и сеточного токов в режиме несущей частоты, Ia и Ig, производится так же, как при тройной модуляции. Мощность модулятора вычисляется по формуле:

Рмод= 0,5(m2P0нг + P0нвозб )/hтр,

Номинальная мощность лампы ПОК с анодной или анодноэкранной модуляцией, построенного по схеме с заземленным катодом, определяется формулой:

P~л пок = ,

где hкпок – КПД анодного контура ПОК, а P~возбmax – мощность, требуемая от ПОК (возбудителя) в максимальном режиме равна:

P~возбmax=0,5Ugmmax (Ia1max + Ig1max).

——————

Недостатками амплитудной модуляции являются чрезвычайно низкие экономические показатели и низкая помехоустойчивость, а ее достоинства – возможность обеспечения сколь угодно высокой стабильности частоты и сравнительно узкая полоса частот, занимаемая радиосигналом.



3.3.4. Динамическое управление уровнем несущей частоты (ДУН) в передатчиках с амплитудной модуляцией

Проблема развития в стране цифрового радиовещания (ЦРВ) предусматривает перевод на ЦРВ в стандарте DRM Digital Radio Mondiale – концепция ЦРВ на частотах ниже 30МГц с использованием радиопередатчиков с амплитудной модуляцией (АМ). В диапазоне ВЧ (327МГц) ЦРВ в формате DRM способно существенно улучшить качество радиовещания. В формате DRM предусматривается возможность одновременного вещания цифрового и аналогового сигналов в одной полосе частот, что обеспечивает безболезненный переход от аналогового к цифровому вещанию. Полоса звуковых частот, в значительной мере характеризующая качество вещательной передачи, составляет в аналоговом формате около 5кГц, а в цифровом – в принципе может достигать 15кГц. Формат DRM представляется особенно привлекательным, поскольку диапазон ВЧ обладает уникальными особенностями распространения радиоволн, благодаря которым он обеспечивает экономичное покрытие территории удаленных регионов не только России, но и стран СНГ, Восточной Европы, а также возможность оперативной организации канала вещания в заданную зону земного шара [1]. Однако в настоящее время состояние передающей сети АМ вещания не соответствует современным требованиям изза несоответствия современным требованиям передающих устройств. Парк радиопередающих устройств различной мощности в диапазонах АМ вещания насчитывает в России 450 единиц, на их долю приходится 57% электроэнергии, потребляемой всем оборудованием электросвязи. По разным оценкам от 65 до 80% АМ вещательных передатчиков должны быть списаны по причине физического и морального износа [2]. Это делает весьма актуальной модернизацию действуювующих КВ передатчиков, таких, как ПКВ100, ПКВ250 и др., с целью их адаптации к ЦРВ. В подавляющем большинстве радиовещательных передатчиков используется отличающаяся высокими энергетическими показателями анодная модуляция в оконечном каскаде, для осуществления анодной модуляции используется мощный дорогостоящий модулятор. При использовании АМ вещательного передатчика в системе ЦРВ усилительные каскады ВЧ тракта передатчика должны быть переведены в режим линейного усиления. Это связано с тем, что при COFDM модуляции (Coded Orthogonal Frequecy Division Multiplex – частотное уплотнение с кодированием ортогональными несущими), применяющейся в системах ЦРВ, пикфактор сигнала достаточно велик (около 10 дВ), и сигнал ЦРВ, по сути, является АФМсигналом, когда во времени изменяются и амплитуда, и фаза колебаний высокой частоты. Для усиления подобных сигналов к линейности усилительного тракта передатчика предъявляются весьма жесткие требования [3]. Простой перевод передатчика с анодной модуляцией в режим усиления модулированных колебаний (УМК) невозможен по ряду причин, главными из которых являются,, вопервых, недостаточная линейность модуляционной характеристики УМК, поскольку используемые в оконечных каскадах передатчиков генераторные лампы (ГУ66, ГУ68, ГУ65 и др.) не предназначены для линейного усиления, и вовторых в режиме УМК эффективность передатчика, а также отдаваемая генераторными лампами мощность и их КПД, существенно меньше, чем при анодной модуляции.

Рис.3.20

Для радиовещания на длинных, средних и коротких волнах используют амплитудную модуляцию (АМ), обладающую, как было показано выше, самой низкой эффективностью, которую можно характеризовать отношением средне мощности, затрачиваемой на передачу информации, к средней потребляемой мощности. При одинаковых значениях электронного КПД генераторов в отсутствие модуляции эффективность АМ составляет ~ 4%, а частотной ~72%, т.е. в 20 раз больше. Столь низкая эффективность АМ объясняется постоянством уровня несущей частоты во время модуляции независимо от уровня сигнала передаваемой информации: при средней глубине модуляции m0ср @ 0,3 на долю несущей частоты приходится ~ 95% мощности передатчика, а на долю несущих информацию боковых полос около 5%. Для повышения эффективности АМ используют динамическое управление уровнем несущей частоты ДУН, суть которого поясняет рис.3.20.

Рис.3.20

При ДУН амплитуда колебаний несущей частоты зависит от уровня сигнала информации, ее изменяют по некоторому заданному закону k=f(m0), например, по закону, изображенному на рис.3.21а, где при глубине модуляции m0 < 0,5 уровень несущей уменьшается вдвое, а при m0 > 0,5 он линейно растет и при m0 =1 достигает максимального уровня. Тогда при анодной модуляции напряжение на аноде при ДУН будет равнo

Еад=kЕа, (3.14)

а амплитуда переменного напряжения на анодном контуре: UкД =kUк .

Мощность несущей частоты без ДУН равна:

(3.15)

Мощность несущей частоты при ДУН равна:

k2Pн (3.16)

Колебательная мощность во время модуляции без ДУН:

P~t=P~ н(1+0,5m20) (3.17)

Так как m0= , где U1 – амплитуда сигнала (рис.3.20), то глубина модуляции при ДУН m1= , или:

m1 = . (3.18)

Колебательная мощность во время модуляции при ДУН с учетом (3.16):

Р~tД = k2P~н[1+ ]=k2P~н = k2P~н = k2P~н+ P~н (3.19),

или:

Р~tД = Р~н .(3.19')

Из (3.19) видно, что при ДУН изменяется только мощность несущей частоты, а мощность боковых полос остается такой же, как и без ДУН:

Pбн Рбд=k2Pн

а)

δ0τср=2,75

δ0нср=1,7

δ0τΞ=2,57

 

б)

Рис.3.21

Эффективность ДУН особенно велика при анодной модуляции. Без ДУН при анодной модуляции подводимая мощность во время модуляции равна:

Р0t = Р(1+ ) ,

где РанIа0н – подводимая мощность в режиме несущей частоты. При ДУН подводимая мощность при модуляции равна:

Р0tД = (1+ ) (3.20)

Уменьшение средней за период звуковой частоты мощности, подводимой к анодной цепи генератора при ДУН, характеризуется отношением:

d0t= (3.21)

Отношение колебательных мощностей во время модуляции без ДУН и при ДУН также характеризуется отношением:

d~t= (3.21')

При использовании ДУН в модуляторе энергосбережение в нем характеризуется величиной

d = (3.22)

Можно показать, что общее энергосбережение в генераторе и модуляторе характеризуется величиной:

d0tS = (3.23)

На рис.3.21б приведены зависимости коэффициентов δ0t ,d0tS и δ от m0. Из графиков видно, что потребляемая мощность во время модуляции при работе без ДУН в среднем в 2,57 раза больше, чем при ДУН, при этом мощность боковых полос Р~б не изменяется. Мощность, потребляемая модулятором во время модуляции при ДУН, в среднем в 1,7 раз ниже, чем без ДУН.

На рис. 3.21а показана также кривая D(m0), характеризующая статистическое распределение амплитуд стандартной радиовещательной программы, наблюдаемой в течение длительного времени, в функции от глубины модуляции m0. Из рис.3.21а следует, что доминирующей является глубина модуляции m0ср=0,30,4, поэтому тепловые потери на электродах лампы всегда контролируют при m0ср. При всех используемых на практике законах ДУН в генераторах с анодной модуляцией с ДУН напряжение на аноде генераторной лампы при средних значениях глубины модуляции m0ср в два а отдаваемая мощность в четыре раза меньше чем без ДУН. Естественно, что при этом мощности рассеяния на электродах лампы невелики. Расчеты показывают, что благодаря использованию ДУН мощность боковых полос может быть существенно увеличена за счет увеличения мощности несущей частоты без замены генераторных ламп более мощными. Это объясняется тем, что, как известно, длительность "выбросов", которым соответствуют большие значения m0, мала единицы мсек, а их "скважность" велика, поэтому они не вызывают разрушения электродов лампы даже при значительных перегрузках.

Динамическое управление несущей позволяет существенно повысить эффективость передатчика и при УМК. Напряжение на аноде Еа при УМК не меняется. Без ДУН мощность несущей частоты и колебательная мощность во время модуляции определяются формулами (3.15) и (3.17), а при ДУН – формулами (3.16) и (3.19'). Как известно, при УМК подводимая мощность во время модуляции такая же, как в режиме несущей частоты, без ДУН она равна:

Р0tу = Еа · IаоH (3.24)

При ДУН подводимая мощность при модуляции:

Р0tуД = k · Poy (3.25)

Уменьшение средней за период звуковой частоты мощности, подводимой к анодной цепи генератора при ДУН, характеризуется отношением:

d0tу= , (3.26)

(т.е. аналогично (3.22)).

Величина d~t, характеризующая соотношение колебательных мощностей при модуляции без ДУН и с ДУН определяется формулой (3.21').

КПД УМК без ДУН в режиме модуляции равен:

htу= hну ( 1 + 0,5 m02) , (3.27)

где htу КПД УМК без ДУН в режиме несущей частоты.


КПД УМК с ДУН во время модуляции:

Соотношение КПД УМК во время модуляции с ДУН и без ДУН характеризует величина δηtу :

δηtу = ηtуд / η,

которая, согласно (3.27) и (3.28), равна:

δηt = k (1 + 0,5 m12) / (1 + 0,5 m02), ( 3.29)

На рис.3.21б приведены значения коэффициентов δ0, и dt. Из графиков видно, что колебательная мощность во время модуляции УМК без ДУН в среднем в 2,57 раза больше, чем с ДУН, при этом мощность боковых полос Р не изменяется. Потребляемая мощность во время модуляции с ДУН в среднем в 1,7 раз ниже, чем без ДУН, несмотря на то, что КПД УМК с ДУН меньше, чем без ДУН: при средней глубине модуляции m0cp = 0,3 δηtср = 0,56), Р0tсрД = 0,5Р0tсру .

Представляет интерес сравнить средние значения потребляемой во время модуляции мощности УМК с ДУН и при анодной модуляции без ДУН. Мощности несущей частоты при этом предполагаются одинаковыми, а средняя глубина модуляции m0cp = 0,3 (при этом значение kcp = 0,5 рис.3.21б). При анодной модуляции потребляемая во время модуляции мощность равна:

Р0tсран = Р (1 + 0,5 m0ср2) / ηан , (3.30)

При УМК с ДУН :

Р0tсрД = Р~tсрД / ηtсрД (3.31)

Принимая во внимание ( 3.19 ), ( 3.28 ) и ( 3.31 ), получим

Обычно значение КПД УМК в режиме несущей ηнУ = 0,3. При анодной модуляции КПД ηан, как известно, не меняется, с учетом модулятора он равен ηан@0,52. Нетрудно убедиться, что при средней глубине модуляции mоср значения средней потребляемой мощности при анодной модуляции и при усилении модулированных колебаний с ДУН практически одинаковы, однако последний не нуждается в мощном модуляторе.

Рис.3.22

На рис.3.22 изображена упрощенная структурная схема передатчика с анодой модуляцией с ДУН. В этой схеме блок "Управляющее устройство" осущестляет управление по заданному закону напряжениями высоковольтного выпрямиеля (например, тиристорного) и выпрямителей сеточного смещения оконечных каскадов усилителя мощности высокочастотного тракта и модулятора. После усилителя низкой частоты на вход этого блока поступает усиленное напряжение сигнала низкой частоты. Блок "Линия задержки" в низкочастотном тракте предназначен для компенсации инерционности высоковольтного выпрямителя и устройств обработки и управления.



3.4. Методика расчета ламповых генераторов с амплитудной модуляцией



3.4.1. Сеточная модуляция



3.4.1.1. Модуляция изменением смещения на управляющей сетке

При этом виде модуляции глубина модуляции m=0,8.

1. Расчет максимального режима.

Требуемая от лампы мощность в максимальном режиме равна:

Р1max = Р(1+ m)2.к,

где Р – заданная мощность в нагрузке в режиме несущей частоты, ηк КПД анодного контура (1.14.1, таблица 1.1). Лампа должна быть выбрана на мощность: Р ≥ Р1max. Угол отсечки анодного тока в максимальном режиме θmax=1200. Далее расчет максимального режима производится по методике, изложенной в 1.15.2.п.1. (а также 1.7.2)

2. Расчет режима несущей частоты.

Подводимая мощность:

Р0max / (1+ m)

Напряжение на контуре:

Uкн = Uк max / (1+ m)

Составляющие анодного тока:

Ia1н= Ia1max / (1+ m)

Ia0н= Ia0max / (1+ m)

Расчет сеточной цепи производится по следующим формулам (1.6) :

Коэффициент приведения αiн равен:

αiн = S [ ] , (1)

Из таблиц (Приложение 1) находят значение угла отсечки анодного тока в режиме несущей частоты θн , после чего из формулы для cosθн находят значение напряжения смещения на управляющей сетке в режиме несущей частоты:

Egн = (Ugm – DIaRэ)cosθн , (2)

где напряжение запирания.

Тогда угол отсечки сеточного тока в режиме несущей частоты равен:

θgн = arccos( ).

Составляющие сеточного тока в режиме несущей частоты:

амплитуда первой гармоники:

Ig= 0,72αgigmaxн ,

постоянная составляющая:

Ig= 0,66αgigmaxн.

Значение igmaxн находят по статической характеристике сеточного тока лампы при остаточных напряжениях на ее аноде и сетке в режиме несущей частоты: eaminн = EaUкн и egmaxн = Egн + Ugm.

Потери на аноде определяются формулой:

Ран= Р– Р,

а потери на управляющей сетке:

Рgн = Р1g – |‌‌‌Еgн‌‌‌|Ig.

3. Расчет статической модуляционной характеристики (СМХ) Iа1= f(Eg).

Для расчета СМХ используются формулы (1) и (2) при нескольких значениях Iа1 от 0,2Iа1max до 0,9Iа1max, для каждого из которых вычисляется величина напряжения смещения на управляющей сетке Eg.

4. От модулятора требуется мощность:

РgΩ= 0,5UIg;

здесь U – амплитуда модулирующего напряжения, которая равна

U = ‌‌‌ Еg– ‌‌Еgн‌ ,

где ‌‌‌Еg – напряжение смещения на управляющей сетке в максимальном режиме, ‌‌Ig – амплитуда составляющей первой гармоники звуковой частоты в токе управляющей сетки:

Ig = αgIg0,

где Ig0 – постоянная составляющая сеточного тока в максимальном режиме. Косинус угла отсечки постоянной составляющей сеточного тока равен:

соs θgн = – ,

а αg– коэффициент разложения его первой гармоники.



3.4.1.2. Модуляция изменением амплитуды напряжения возбуждения, или усиление модулированных колебаний (УМК)

Выбор лампы и расчет УМК в максимальном режиме производится так же, как при модуляции изменением сеточного смещения, но при угле отсечки анодного тока θ = 900 и глубине модуляции m = 1 (1.7.1).

Составляющие анодного тока и напряжение контуре в режиме несущей частоты определяются так же, как при модуляции смещением. Амплитуда напряжения возбуждения в режиме несущей частоты равна Ugmн= 0,5Ugmmax, а угол отсечки анодного тока остается равным 900.

Угол отсечки сеточного тока в режиме несущей частоты равен:

θg= arcos(– ),

а составляющие сеточного тока в режиме несущей частоты:

Ig= 0,72αgigmaxн,

Ig= 0,66αgigmaxн,

где значение igmaxн находят по статической характеристике сеточного тока при остаточных напряжениях на аноде и сетке лампы в режиме несущей частоты: eaminн = EaUкн и egmaxн = Eg + Ugmн. Потери на аноде и на сетке определяются теми же формулами, что при модуляции смещением.

Если угол отсечки анодного тока в максимальном режиме q ≠ 900, то при изменении амплитуды напряжения возбуждения Ugm в процессе модуляции угол отсечки q изменяется (см.3.3.1.1). Для расчета мощности рассеяния на сетке необходимо найти амплитуду напряжения возбуждения в режиме несущей частоты Ugmн, это позволит определить амплитуду импульса и угол отсечки сеточного тока в режиме несущей частоты и рассчитать мощность рассеяния на сетке. Первая гармоника анодного тока в режиме несущей частоты определяется выражением:

Ia= Sсрн(Ugmн DUкн) = (Ugmн DUкн),

где Uкн= IaRэ, а aiн коэффициент приведения импульса анодного тока при угле отсечки qн. Косинус угла отсечки qн в режиме несущей частоты равен:

соsqн= .

Зависящий от угла отсечки qн табулированный коэффициент b=

может быть представлен формулой:

b= .

С помощью ЭВМ по вычисленной величине b находят значение угла отсечки анодного тока qн в режиме несущей частоты и вычисляют амплитуду напряжения возбуждения в режиме несущей частоты Ugmн:

Ugmн = ,

Первую гармонику анодного тока можно представить формулой

Ia= ,

тогда

Ugmн=

Затем определяют остаточные напряжения на электродах лампы и угол отсечки сеточного тока qgн в режиме несущей частоты и вычисляют мощность рассеяния на управляющей сетке так, как это было описано выше.



3.4.2. Анодная модуляция



3.4.2.1. Двойная анодная модуляция

1. Расчет максимального режима.

Расчет производится на мощность

Р1max = Р(1+ m)2к

при глубине модуляции m = 1 и угле отсечки анодного тока θ = 900, оптимальном при анодной модуляции; ηк КПД анодного контура (1.14.1, таблица1.1). Электронная лампа выбирается на мощность Р= Р1н.(1+m)/ηк= Р1max/(1+ m). Далее расчет производится по методике 1.15.2.1.После нахождения значений составляющих сеточного тока Ig0max и Ig1max рассчитывают параметры цепи автоматического смещения в цепи сетки:

,

Cg ≈ 0,1/πFвRg,

где Fв = (6 – 10)кГц.

2. Расчет режима несущей частоты.

Составляющие анодного тока определяются формулами:

Ia1н = Ia1max/(1+m)

Ia0н = Ia0max/(1+m),

Подводимая мощность

Р= Р0max/(1+m)2.

Потери на аноде при анодной модуляции проверяют в режиме модуляции:

Раτ =(Р – Р)(1+ )

где mср ≈ 0,3.

3. Расчет минимального режима.

В минимальном режиме (Еа=Uк=0) сеточный ток равен суммарному току, он определяется формулой:

igmax= S(UgEg0+Egmin),

где Еgmin смещение на сетке в минимальном режиме.

Угол отсечки сеточного тока в минимальном режиме определяется из графика θ = f(β) (рис 3.9) по значению параметра β=1/SRg.

Так как косинус угла отсечки в минимальном режиме равен:

то

Egmin = Eg0 Ugmcosθgmin ,

и постоянная составляющая сеточного тока равна:

Ig0min=‌‌ |Egmin‌| / Rg,

а его первая гармоника:

Ig1min =Ig0min .

Так как сеточный ток в минимальном режиме наибольший, то требуемая мощность возбуждения должна быть равна:

Р1возб= 0,5UgmIg1min

4. Расчет потерь на управляющей сетке.

Потери на управляющей сетке при двойной анодной модуляции проверяют в режиме несущей частоты. Составляющие сеточного тока в режиме несущей частоты вычисляют по формулам:

Ig1н = 0,5(Ig1max + Ig1min)

Ig0н = 0,5(Ig0max + Ig0min)

Тогда подводимая мощность в режиме несущей частоты:

Рg= 0,5UgmIg.

Мощность рассеяния на управляющей сетке равна:

Рgн=0,5UgmIg

5. Расчет мощности модулятора.

Требуемая от модулятора мощность определяется формулой:

Рмод ,

где Р и ηГ колебательная мощность генератора в режиме несущей частоты и его КПД, ηтр – КПД модуляционного трансформатора (обычно ηтр = 0,90,95); 1,2 – коэффициент запаса, необходимый изза недоиспользования ламп модулятора по напряжению (ξмод ≈ 0,8 ξкр) и по току эмиссии.



3.4.2.2. Тройная анодная модуляция

При тройной анодной модуляции одновременно с изменением анодного напряжения изменяются напряжение смещения на управляющей сетке Eg (благодаря автоматическому сеточному смещению) и амплитуда напряжения возбуждения Ugm (3.3.2.3).

Расчет максимального режима производится так же, как при двойной анодной модуляции. Предельная глубина модуляции напряжения возбуждения определяется формулой:

mgпред=

Для снижения мощности возбудителя величина mg должна быть максимально возможной. Обычно принимают mg=(0,81)mgпред, и величина mg не критична.

Напряжение возбуждения в минимальном режиме определяется формулой:

Ugmmin = Ugmmax

Расчет минимального режима производится так же, как при двойной модуляции при амплитуде напряжения возбуждения Ugm= Ugmmin.

При тройной анодной модуляции ток управляющей сетки наибольший в максимальном режиме, поэтому мощность возбуждения генератора рассчитывают в максимальном режиме, т.е.:

Рвозб = Рg1max=0,5UgmmaxIg1max

Поскольку при тройной анодной модуляции в сеточную цепь во время мо дуляции поступает мощность от модулятора, потери на управляющей сетке наибольшие во время модуляции, они определяются формулой:

P= (Рg )(1+0,5 ) ,

где Рg= 0,5UgmнIg – мощность возбуждения лампы в режиме несущей частоты, здесь:

Ugmн= ,

Ig=0,9 ,

Ig=0,9 .

В первом приближении можно считать, что в минимальном режиме при Еа→ 0 Ig0min→ 0 и Еgmin= – Ig0minRg→ 0.

Мощность, требуемая от модулятора равна:

Рмод ﴿

где Р0возбн – мощность, подводимая к предыдущему каскаду (возбудителю) в режиме несущей частоты.

Колебательная мощность, требуемая от предыдущего каскада в максимальном режиме, равна:

Р1возбmax = 0,5Ugmmax Ig1maxквозб,

где Ugmmax и Ig1max – амплитуды напряжения возбуждения и первой гармоники сеточного тока модулируемого каскада в максимальном режиме, ηквозб – КПД анодного колебательного контура возбудителя. Мощность предыдущего каскада в режиме несущей частоты равна:

Р1возбн= Р1возбmax /(1+mg)2 ,

а мощность, подводимая к предыдущему каскаду в режиме несущей частоты, равна:

Р0возбн= Р1возбн возб ,

где ηвозб – электронный КПД возбудителя.

В возбудителе часто используют анодноэкранную модуляцию, при этом мощность модулятора должна быть равна:

Рмод ),

где Р0g2возбн мощность, подводимая к экранной сетке лампы возбудителя в режиме несущей частоты.



3.4.2.3. Анодная модуляция в схеме с заземленной сеткой

В генераторах, построенных по схеме с заземленной сеткой, возможна только тройная анодная модуляция (3.3.3). Особенности расчета генератора обусловлены особенностями этой схемы (1.11). Так, расчет генераторной лампы в максимальном режиме производится на мощность:

Р1max= ,

где коэффициент в скобках объясняется тем, что здесь мощность в нагрузке складывается из мощности, развиваемой генераторной лампой, и проходной мощности, поступающей от возбудителя; ηк КПД анодного контура (1.14.1, таблица 1.1).

Величина глубины модуляции возбудителя mg , которая определяется формулой:

mg= ,

здесь более критична, чем при тройной анодной модуляции генератора c заземленным катодом, обычно mg ≈ 0,8.

Эквивалентное сопротивление анодного контура равно:

Rэ =

Мощность, требуемая от возбудителя в максимальном режиме:

Р1возб = 0,5Ugкmax (Ia1max + Ig1max)/ηквозб,

где Ugкmax , Ia1max и Ig1max – амплитуды напряжения возбуждения и составляющих первой гармоники анодного и сеточного токов в максимальном режиме, ηквозб – КПД анодного колебательного контура возбудителя.

Мощности рассеяния на аноде и на управляющей сетке, а также мощность модулятора, рассчитываются так же, как при тройной анодной модуляции в схеме с заземленным катодом.



3.4.3. Анодноэкранная (АЭ) модуляция

Генераторная лампа при АЭ модуляции выбирается так же, как при анодной модуляции, т.е.:

Рл= ,

где Р заданная мощность в режиме несущей частоты, ηк КПД анодного контура.

Напряжение на экранной сетке в режиме несущей частоты принимают равным:

Еg= (0,7 0,8) Еg2ном,

где Еg2ном – номинальное значение напряжения на экранной сетке, приведенное в справочнике.

Оптимальный угол отсечки анодного тока в максимальном режиме θоpt модуляции равен θmax=80900 (при этом в режиме несущей частоты угол отсечки θн=50600).

Глубина модуляции по экранной сетке mg2 = 0,91, но чаще ее принимают равной mg2= ma=1.

Расчет генератора с АЭ модуляцией можно начать как с максимального режима, так и с режима несущей частоты.

1. Расчет максимального режима.

Коэффициент использования в критическом режиме здесь определятся формулой (1.15.2,п.г.):

ξкр= 1 – ,

где Еg2max = Еg(1+mg2). Далее расчет анодной и сеточной цепей производится так же, как при двойной анодной модуляции (3.4.2.1, п.1) при Еg2 = Еg2max.

2. Расчет минимального режима и режима несущей частоты.

Расчет минимального режима тоже производится так же, как при двойной анодной модуляции (3.4.2.1, п.3). После того, как найдены составляющие тока управляющей сетки в режиме несущей частоты (3.4.2.1,п.4), рассчитывают напряжение смещения на управляющей сетке в этом режиме Eg, которое равно:

Eg= Ig10н Rg,

а также мощности рассеяния на управляющей и экранной сетках в режиме несущей частоты – так же, как при двойной анодной модуляции (3.4.2.1, п.4). Мощность рассеяния на экранной сетке в режиме несущей частоты равна Pg = Ig20нEg, где Ig20н= 0,6ag20н ig2maxн – постоянная составляющая экранного тока в режиме несущей частоты. Величину ig2maxн находят по статической характеристике экранного тока при напряжении на экранной сетке в режиме несущей частоты Eg2 = Egи остаточных напряжениях на аноде и на управляющей сетке в режиме несущей частоты еaminн= Eaн Uкн и eg1maxн = Eg +Ugm. Косинус угла отсечки экранного тока в режиме несущей частоты определяется формулой:

сos qg2 = (E'g– Eg )/Ugm,

где E'g напряжение запирания по экранной сетке при еaminн = Eaн Uкн.

3. Расчет мощностей рассеяния на аноде и на экранной сетке.

Мощности рассеяния на аноде Раt и на экранной сетке Рgt рассчитывают в режиме модуляции:

Раt= Ран(1+ ),

Pg2t = Pg(1+ ).

Здесь mg2ср= mg2·mср, где mср ≈ 0,3.

4. Расчет мощности модулятора.

Требуемая мощность модулятора определяется формулой:

Рмод ,

где Р0нг и Pg– мощности, подводимые к аноду и к экранной сетке в режиме несущей частоты, ηтр – КПД модуляционного трансформатора.

Амплитуда модулирующего напряжения Ug2Ω на экранной сетке должна быть равна:

Ug2Ω = mg2Еg .



3.5. Амплитудная модуляция транзисторных генераторов

В генераторах на транзисторах могут быть использованы те же методы амплитудной модуляции (АМ), что и в ламповых генераторах. Так, аналогом сеточной модуляции смещением являются базовая и эмиттерная модуляции; аналогом УМК в ламповых генераторах в транзисторных генераторах является модуляция изменением амплитуды напряжения (тока) возбуждения на базе; модуляция изменением напряжения коллекторного питания – коллекторная модуляция – является аналогом анодной модуляции, а комбинированные виды коллекторной модуляции подобны двойной анодной и тройной анодной модуляциям.

Транзистор (прежде всего биполярный, который чаще применяется в cхемах с АМ) в условиях его использования при меняющихся значениях токов и напряжений существенно отличается от радиоламп:

  • большой нелинейностью статической характеристики;
  • зависимостью параметров транзистора от уровня токов и напряжений;
  • ограничением допустимых значений напряжений и токов их мгновенными предельными значениям екэmах доп, еэбmах доп, Iкmах доп и др.), тогда как у ламп нормируется прежде всего допустимое напряжение анодного питания, а мгновенное напряжение еатахможет быть значительно больше;
  • заметной зависимостью параметров транзистора от температуры.

Радиовещательные транзисторные передатчики НЧ и СЧ с АМ проектируют на мощность 1...10 кВт (иногда до 50 кВт). При мощности одного транзистора примерно 0,2...0,3 кВт в выходном каскаде передатчика приходится использовать десятки и сотни транзисторов, складываемых с помощью мостов при двухтактном построении блоков и параллельном включении нескольких транзисторов в одном плече блока. При этом возникают дополнительные трудности изза разброса параметров транзисторов, потерь в устройствах сложения и распределения мощности, трудностей согласования малых сопротивлений коллекторной нагрузки, создания выпрямителей, рассчитанных на небольшие напряжения и большие токи, необходимости сложных устройств защиты транзисторов от недопустимых состояний и др. Габаритные размеры транзисторных передатчиков мощностью 10...50 кВт могут оказаться больше, чем размеры равных им по мощности полностью ламповых или комбинированных (лампово–транзисторных) передатчиков.



3.5.1. Базовая и эмиттерная модуляции смещением

При базовой модуляции смещением модулирующее напряжение подается в базовую цепь, а при эмиттерной – в эмиттерную цепь транзистора. Режим работы транзистора при базовой и эмиттерной модуляциях смещением одинаковы, однако, требуемая мощность модулятора при эмиттерной модуляции больше, чем при базовой. Как правило, базовая и эмиттерная модуляции смещением не применяются изза нелинейности модуляционной характеристики, большей, чем у ламп даже при малой глубине модуляции (m≤05÷0,7), и трудных условий работы модулятора. Базовая и эмиттерная модуляции смещением, как и сеточная модуляция смещением в ламповых генераторах, осуществляется в недонапряженном режиме. Для обеспечения линейности модуляционной характеристики угол отсечки коллекторного тока м максимальном режиме принимают равным θк ≈1000÷1200. КПД транзисторного генератора при базовой и эмиттерной модуляциях так же низок, как и при сеточной модуляции смещением. Используют базовую и эмиттерную модуляции смещением большей частью в качестве элемента комбинированной коллекторной модуляции.



3.5.2. Базовая модуляция возбуждением (УМК)

Базовая модуляция возбуждением широко применяется в однополосных радиопередатчиках, при этом особое внимание уделяется линейности модуляционных характеристик. Режим работы транзистора должен быть недонапряженным.. Как известно, линейное усиление колебаний с меняющейся амплитудой возможно, если при изменении амплитуды возбуждения угол отсечки выходного тока остается постоянным, при этом первая гармоника этого тока прямо пропорциональна амплитуде возбуждения. В ламповых генераторах с УМК это имеет место при угле отсечки анодного тока θ = 900 или (реже) 180°. В генераторах на транзисторах при УМК необходимое для заданного угла отсечки напряжение смещения меняется с изменением уровня возбуждения, поэтому постоянство угла отсечки коллекторного тока может быть достигнуто за счет комбинированного смещения при любом выбранном значении θК. Однако удобнее использовать θк ≈ 90°, при котором цепь смещения несколько проще, и к тому же достигается некоторый оптимум энергетических показателей.



3.5.3. Коллекторная модуляция

Самым распространенным методом АМ, применяемым в транзисторных генераторах, является коллекторная модуляция, при которой напряжение питания на коллекторе транзистора изменяется в соответствии с модулирующим сигналом звуковой частоты:

Ек= Екн+ UкΏcosΏt = Екн(1+mк cosΏt)

Iк1= Iкн+ IкΏcosΏt = Iкн(1+mк cosΏt),

где Екн и Iкн напряжение на коллекторе и амплитуда первой гармоники коллекторного тока в режиме несущей частоты, UкΩ и IкΏ – амплитуды модулирующего напряжения и низкочастотной составляющей коллекторного тока звуковой частоты, mк= глубина модуляции в коллекторной цепи.

Обычно модулируемый генератор работает в слабо перенапряженном режиме. Как и анодная модуляция в ламповых генераторах, коллекторная модуляция осуществляется в оконечном каскаде передатчика. Она отличается высокой эффективностью, модуляционная характеристика достаточно линейная при высоком и неизменном КПД на всем ее протяжении. Недостатком коллекторной модуляции, как и анодной, является необходимость в сравнительно мощном модуляторе.

При коллекторной модуляции требуется, чтобы в максимальном режиме транзистор, работающий в слабо перенапряженном или критическом режиме, обеспечивал на выходе мощность Р~max, равную:

Ртр.треб = Р~mах > Кпз∙ Р(1 + m)2к, (3.32)

где ηк КПД колебательного контура, а Кпз=1,051,15 – коэффициент производственного запаса, Р– мощность в режиме несущей частоты.. Для коллекторной модуляции действительны все основные соотношения, полученные для анодной модуляции. Следует, однако, иметь в виду, что в отличие от электронной лампы транзистор не допускает даже кратковременного превышения допустимого напряжения на коллекторе еКЭдоп. Максимальное мгновенное напряжение на коллекторе при модуляции равно:

екmax мах=Eкн(1+m) + ξUкн(1+m).

При ξ≈1 и m=1 екэmax ≈ 4Екн. Известно [5], что транзисторы работают устойчиво при условии, что напряжение между коллектором и эмиттером не превышает величину 2Ек доп, где Ек доп – допустимое напряжение между коллектором и эмиттером. Таким образом, всегда должно выполняться неравенство:

екmax мах ≤ (1+m)Екдоп. (3.33)

Напряжение на коллекторе в максимальном режиме равно:

Екmax = Екн (1+m), (3.34)

где Екн напряжение на коллекторе в режиме несущей частоты.

Если принять во внимание (3.33), т.е. принять Екн равным :

Екн , (3.35)

то мощность, требуемая от транзистора в режиме несущей частоты, должна быть равна:

Р~н.треб. = Кпз Р(1+m), (3.36)

Если бы было принято

Ек.макс ~0,5Екдоп, (3.37)

то при выборе транзистора следовало бы исходить из (3.32).

Независимо от схемы и способа осуществлении коллекторной модуляции для улучшения линейности модуляционной характеристики угол отсечки коллекторного тока θмакс в максимальном режиме принимают равным:

θмакс,≈80÷1000 (3.38)

Меньшие значения угла отсечки θмакс (порядка 700÷850) принимают в генераторах с двойной и тройной коллекторной модуляцией, особенно в тех случаях, когда в схеме используется мощный транзистор.

Одинарная коллекторная модуляция,

Схема генератора с одинарной коллекторной модуляцией приведена на рис.3.23. Подобно одинарной анодной модуляции одинарная коллекторная модуляция имеет ряд существенных недостатков, обусловленных главным образом большими токами базы модулируемого каскада, работающего в перенапряженном режиме. Основными из них являются:

  • необходимость в мощном предшествующем каскаде, поскольку в перенапряженном режиме первая гармоника тока базы модулируемого каскада имеет большую величину;
  • необходимость в отдельном источнике смещения с большим и меняющимcя в широких пределах током потребления, которым является постоянная составляющая тока базы;
  • резкое изменение за период модуляции мощности, требуемой от предыдыдущего каскада, а также изменение входного сопротивления модулируемого каскада.

Рис.3.23

В схеме с ОЭ мощность возбуждения определяется в минимальном ре жиме, когда импульс тока базы и его первая гармоника Iб1min достигают наибольшей величины. Изза меняющегося во время модуляции тока базы модулируемого каскада в схеме рис.3.23 изменяются как входное сопротивление этого каскада, так и сопротивление, вносимое и контур предыдущего каскада, и в такт с модуляцией появляется расстройка его контура. В свою очередь расстройка контура предыдущего каскада неизбежно вызывает паразитную частотную или фазовую модуляцию.

Теоретический анализ статической модуляционной характеристики Ік1к) при коллекторной модуляции затруднен сложностью процессов в транзисторе и зависимостью его параметров от режима. В общем случае статическая модуляциионная характеристика нелинейна, но ее линейность может быть улучшена при использовании двойной и тройной коллекторных модуляций (аналогов двойной и тройной анодной модуляций в ламповых генератора.

Двойная коллекторная модуляция

Двойная коллекторная модуляция (рис.3.24) подобна двойной анодной модуляции: при модуляции одновременно с коллекторной модуляцией в такт с модулирующим напряжением автоматически (но противофазно модуляции на коллектор) изменяется напряжение смещения на базе.

Рис.3.24

Это обеспечивается за счет введения в схему цепочки автоматического базового смещения RбCб, на которой создается низкочастотное напряжение с амплитудой ЕбΏ. Режим транзистора при двойной коллекторной модуляции также перенапряженный, однако благодаря автоматическому смещению в базовой цепи высота импульса тока базы транзистора снижается, и существенно уменьшается мощность возбуждения. Кроме того, при автоматической базовой модуляции изменяется угол отсечки коллекторного тока, при этом происходит углубление основной модуляции на коллектор.

Тройная коллекторноная модуляции

Тройная коллекторноная модуляции (рис.3.25) дает наилучшие результаты. Здесь модулятор воздействует на коллекторную цепь не только оконечного, но и предоконечного каскада, т.е. здесь синфазно с коллекторным напряжением изменяется и амплитуда напряжения возбуждения Uб модулируемого каскада, в котором к тому же сохранена и цепочка автоматического базового смещения RбCб.

Рис.3.25.

Таким образом, в каскаде с тройной коллекторной модуляцией используются две внешние принудительные модуляции коллекторная модуляция питанием коллектора и базовая модуляция возбуждением, и одна внутренняя – автоматическая модуляция базовым смещением. В предоконечном каскаде передатчика обычно используется также коллекторная модуляция с коэффициентом модуляции mб=0,75÷0,8. Регулировка глубины модуляции mб позволяет минимизировать нелинейные искажения.

Коллекторное напряжение в максимальном режиме определяется (3.34), а напряжение в режиме несущей частоты принимается принимается равным:

| Eкнес.| ≤ , (3.39)

где величина 1/КΏ характеризует степень недоиспользования транзистора по коллекторному напряжению, Ек.доп допустимое напряжение между коллектором и эмиттером для схемы с ОЭ, KΏ≈1,1÷1,25.

Основные энергетические показатели максимального (пикового) режима выходной цепи генератора с коллекторной модуляцией определяются формулами

P~max = P(1+m)2 (3.40)

Pк0max= |Екmax|Iк0max= Pк0н(1+m)2 (3.41)

Pпот.к.max = Pк0max – P~max = Pпот.к.н(1+m)2 (3.42)

η к.max= P~max / Pк0max= η к.н. – const. (3.43)

Работа модулируемого (выходного) каскада с постоянным КПД – важное преимущество коллекторной модуляции по сравнению с базовой модуляцией смещением и УМК.

Поскольку генератор с коллекторной модуляцией в максимальном режиме должен отдавать мощность Р~max, определяемую (3.40), то эта мощность является основополагающей при выборе транзистора по колебательной мощности в соответствии с (3.32).

Средняя колебательная мощность амплитудномодулированных колебаний (индекс «τ »), независимо от метода модуляции, равна:

P (3.44)

Средняя подводимая к генератору мощность, отдаваемая источником питания при коллекторной модуляции, определяется формулой:

P0ср= P0τ(1+ ), (3.45)

где mср–средняя глубина модуляции (в настоящее время принимают mср ≈0,3), а

Рк0н=Iк0н кн| = (3.46)

Здесь ηк – КПД коллекторной цепи, величина которого постоянна при всех режимах модуляции (как при анодной модуляции).

Как и при анодной модуляции, мощность рассеяния на коллекторе при коллекторной модуляции проверяется в режиме модуляции:

Рк.пот.τ= Рк.пот.н.(1+ ) (3.47)

(мощность, рассеиваемая на коллекторе в максимальном режиме при mк=1, не опасна дли транзистора, гак как выделяется в весьма короткие – мгновенные промежутки времени, поскольку fв >>F).

Мощность модулятора должна быть равна:

Р~Ώмод =0,5m2 ·Рк0н (3.48)

Средняя мощность, потребляемая модулируемым генератором в режиме модуляции, слагается из мощности Рконес, расходуемой в цепи коллектора источником постоянного коллекторного напряжения питания, и мощности Р~Ώк1, поступающей от модулятора. Ввиду того, что КПД генератора с коллекторной модуляцией не изменяется, подводимая к генератору мощность при увеличении полезной мощности Р~ср за счет мощности боковых частот возрастает только за счет мощности, поступающей от модулятора. Поскольку КПД генератора ηк <1, мощность, подводимая к генератору модулятором, расходуется не только на создание боковых полос радиосигнала, но и на дополнительные потери в транзисторе. С учетом (3.42) и (3.46) получим:

P~Ώк.м1= Р+ (3.49)

(так как Рк.0н= Р + Рк.пот.н )

Таким образом, потери на коллекторе при модуляции возрастают.



3.5.4. Анализ и метод расчета двойной коллекторной модуляции

Преимущества коллекторной модуляции в генераторе с автоматическим смещением в цепи базы.

Напряжение смещения на базе при двойной коллекторной модуляции равно:

б|=Iб0Rб,

где Iбо постоянная составляющая положительного импульса базового тока, а Rб сопротивление автоматического смещения цепи базы. При этом амплитуда напряжения возбуждения Umб остается постоянной во время модуляции. Величина cопротивления резистора цепи автоматического смещения равна:

Rб= , (3.50)

где Еб – требуемое напряжение смещения на базе в максимальном режиме.

При этом наименьшее (обратное по знаку, т.е. запирающее) смещение на переходе база – эмиттер имеет место в максимальном режиме, оно равно:

Ебmax=– Iб0(max)Rб= – Iб0minRб (3.51)

Здесь Iб0(max) постоянная составляющая тока базы в максимальном режиме, где она имеет наименьшее значение, так как почти весь ток эмиттера поступает на коллектор транзистора.

Автоматическое смещение на базе сглаживает изменения базового тока во всех точках характеристик, начиная с максимального режима и кончая минимальным, поэтому величины составляющих Iб0 и Imб1 в телефонной точке (и всех других промежуточных точках) будут меньше чем при одинарной коллекторной модуляции, а это приводит к значительному ослаблению недостатков, характерных для одинарной коллекторной модуляции. Кроме того, двойная коллекторная модуляция с Umб= const. обеспечивает более линейную модуляционную характеристику, а также повышенный КПД генераторного каскада за счет снижения угла отсечки коллекторного тока в режиме несущей частоты.

Расчет режима максимальной мощности

В начале расчета прежде всего производится определение типа транзистора для рассчитываемого генератора. При этом следует руководствоваться исходными (из ТУ) данными. После выбора пригодного типа транзистора разрабатывается полная принципиальная схема модулируемого каскада. Как отмечалось выше, максимальном режиме электронный режим должен быть слабо перенапряженным или в крайнем случае критическим..

Расчет максимального режима производится на колебательную мощность Р~треб~макс при угле отсечки коллекторного тока, определяемым (3.38). При коллекторном напряжении в режиме несущей частоты Ек.н, определяемым (3.39), требуемая мощность транзистора определяется (3.36); если Ек.н определяется (3.37), то требуемая мощность транзистора определяется (3.32). Зная верхнюю рабочую частоту fв, требуемую мощность в нагрузке Р~ треб = Р~ max, Eкmax, θк.макс и ξк.макс можно (и наиболее удобно) произвести расчет коллекторной и базовой цепей в точке максимального режима аналитически. В конце такого расчета определяется величина сопротивления автоматического смещения в цепи базы:

Rб= . (3.52)

Если в точке максимального режима модуляции напряжение смещения Ебмакс, найденное в ходе расчета, окажется прямым по знаку, то, очевидно, его нельзя обеспечить за счет цепочки базового автоматического смещения. В таком случае надо или уменьшить угол отсечки θкмакс до величины, при которой смещение Еб.макс будет обратным по знаку, или выполнить комбинированное смещение базовой цепи модулируемого генератора.

Расчет коллекторной и базовой цепей в максимальном режиме производится по общепринятой методике расчета транзисторного генератора на заданную мощность [1,7].

Расчет режима нулевой точки

Известно, что точка минимального режима является крайней точкой при модуляции «вниз». При этом, если глубина модуляции mк=1, то точку минимального режима принято называть нулевой точкой модуляции. При mк<1 минимальный режим не совпадает с режимом нулевой точки. Основной целью расчета минимального режима является определение составляющих тока базы Iб0 и Imб1, последний определяет мощность возбуждения, т.е. мощность предыдущего предыдущего каскада. Кроме того, знание величин этих токов позволяет определить и данные минимального режима при mк<1.

В точке минимального режима при глубине модуляции m=1, т.е. в нулевой точке:

Еккmin≈Еб.в≈0; Uкm= Uкm min=0; Iк0 = Iк0 min=0,

где Еб.в напряжение сдвига или отсечки коллекторного тока (рис.3.26а).

Напряжение еб – напряжение между базой и эмиттером транзистора в схеме с ОЭ – равно:

ебб + Umбcosωt,

где

Еб= – Iб0Rб (3.53)

Поскольку в нулевой точке екmin≈Еб.в≈0, то для расчета базовой цепи в нулевой точке в качестве динамической характеристики базового тока iб=φ(eб) при ек –const., можно использовать характеристику iб=φ(eб) при екmin = Екmin ≈ Еб.в ≈ 0; эти характеристики обычно приводятся в справочниках и могут быть аппроксимированы прямой линией (рис.3.26б.). При этом базовый ток определяется формулой:

iб = Sб(eб –Eб0)

Амплитуда косинусоидального импульса базового тока, который появляется при подаче на базу косинусоидального напряжения Umбcosωt, равна:

iбmax= Sб(Eб – Eб0 + Umб),

a)

б)

Рис.3.26

а угол отсечки базового тока определяется формулой (рис.3.26в):

сosθбmin = – ' (3.54)

тогда:

iбmax= SбUmб(1 – cosθбmin), (3.55)

т.е.:

SбUmб = (3.56)

Для мощных транзисторов можно принять [6]:

Еб0 ≈ Еб.в (3.57)

Составляющие тока базы определяются выражениями:

Iб0б0iбmax (3.58)

Iб1б1iбmax ,

где αб0 и αб1 – коэффициенты разложения косинусоидального импульса базового тока.

Разделив (3.58) на (3.56) получим, что:

b= φ1min),

где

b= αб0(1– cosθбmin). (3.59)

Подставляя (3.53) в (3.54) и решая полученное уравнение относительно получим трансцендентное уравнение:

(3.60)

Уравнение (3.60) может быть решено либо графически, либо на ЭВМ. (программа KM0 на языке БЕЙСИК и идентификация использованных в ней символов приведены в Приложении 5, эта программа может быть использована для расчета нулевого режима при коллекторной модуляции в генераторах, построенных по схеме с ОЭ на транзисторах типов как npn, так и pnp). В результате решения определяется угол отсечки базового тока θбmin, после чего вычисляются составляющие импульса базового тока по формулам:

Iб0min0=SбUбmax b0б0

Iб1min0=SбUбmax b1б1 , (3.61)

где

b= αб1(1– cosθбmin).

Напряжение смещения на базе в нулевой точке:

Ебmin0 = – RбIб0min, (3.62)

Мощности в цепи базы:

мощность возбуждения:

Рб~возб=0,5UбmIб1min (3.63)

мощность рассеяния на базе:

Рб.min пот.0 = Рб~возб – |Ебmin0|Iб0min (3.64)

Рб.min пот.0 = Рб~возб (3.64а)

Расчет режима несущей частоты (режима молчания)

Учитывая сравнительно высокую линейность модуляционной характеристики при двойной коллекторной модуляции расчет режима молчания можно выполнить по данным расчетов максимального (индекс «max») и минимального режимов, используя следующие соотношения, очевидные из линейной аппроксимации модуляционных характеристик:

Iк0н= ; Im= ;

Umкн= ; Екн= ;

P= ; Рк0н=|Екн|Iкн= ; (3.65)

Рпот.к.н= Рк0н – P= ;

Ебн= − Iб0нRб;

Р~б.н=0,5UmбImб1н;

Рпот.б.н = Рп.б.н |Eб.н.۰Iб0н.|;

Рпот.н= Рп.к.н+ Рп.б.н;

Расчет минимального режима

Расчет минимального режима выполняется в случае, когда mк< 1, т. е. когда точки нулевого и минимального режимов не совпадают. Значение mк, меньшее единицы, обычно принимается в предоконечных каскадах передатчиков и радиоустройств с тройной и двойной коллекторной комбинированной модуляцией, осуществляемой в выходных каскадах. При этом расчет минимального режима выполняется с помощью простых формул линейной аппроксимации модуляционных характеристик в следующем порядке:

I к0min= I к0н(1mк)

I mк1min= I mк1н(1mк)

Umкmin=RэI mк1min= Umкн(1mк)

Екmin= Eкн(1mк)

ξк=

Рк0min= Рк0н(1mк)2

Рк~min= Рк~н(1mк)2 (3.66)

Рк0min= Рк0н(1mк)2

Рк.пот.min= Рк.пот.н(1mк)2

ηкminкнкmax

Iб0min=2Iб0н Iб0max

Iб1min=2Iб1н Iб1max

Р~бmin=0,5UmбIб1min

Рпот.б.min= Р~бminбminIб0min|

Рпот.min= Рк.пот.min+ Рб.пот.min

Расчет режима модуляции

При двойной коллекторной модуляции, когда амплитуда напряжения возбуждения Umб =const., благодаря линейности модуляционных характеристик, данные коллекторной цепи для ре жима модуляции можно рассчитать по формулам (3.44 – 3.47), а мощность потерь на базе – по формуле:

Рпот.б.τ= Рпот.б.н (3.67)

Суммарная мощность рассеяния, выделяемая в корпусе транзистора в режиме модуляции, определяется мощностью Рпот.к.τ по формуле (3.47), а также мощностью рассеяния в базовой цепи Рпот.б.τ. Можно показать, что

Рпот.б.τРпот.б.н. (3.68)

Поэтому для окончательной оценки теплового режима работы транзистора в схеме модулируемого каскада здесь следует пользоваться формулой:

Рпот.Στ= Рпот.к.τ+ Рпот.б.н ≈ ≤ Рпот..доп (3.69)

Здесь Pпот..доп — допустимая мощность рассеяния корпуса транзистора (или корпуса транзистора с радиатором).

Определение исходных данных для расчета предшествующего каскада и модулятора

Для определения мощности, требуемой от предшествующего каскада, можно воспользоваться формулой:

Р~треб.пок.к.= Рmin / ηк.пок (3.70)

где ηк.пок = 0,2÷0,5 КПД контура предшествующего каскада; Рmin – мощность возбуждения модулируемого каскада, отнесенная к его входным зажимам и найденная, как правило, в ходе расчета минимального (или нулевого при mк=1) режима модуляции, поскольку в этом режиме мощность возбуждения имеет максимальное значение. На мощность Pтреб.пок и рассчитывается предшествующий каскад высокочастотного тракта передатчика.

Мощность модулятора (с учетом потерь в модуляционном трансформаторе) рассчитывается по формуле

Р= Р= Р~Ώк.м1тр=m2 Рк0н/2ηтр, (3.71)

в которой обозначены:

Рк0нес= Рк0молч мощность питания коллекторной цепи в режиме несущей частоты;

ηтр = 0,75÷0,95 к.п.д. модуляционного трансформатора:

Р~Ώк.м1=0,5ЕкΏIкΏ= (цифра «1» в индексе отмечает, что здесь принудительно модулируется только выходной каскад).



3.5.5. Расчет транзисторного генератора с тройной модуляцией

Расчет максимального режима

Тройная модуляция транзисторного генератора аналогична тройной анодной модуляции лампового генератора. По исходным данным, определяемым ТУ, сначала производится выбор типа транзистора и разрабатывается полная принципиальная схема. При этом руководствуются положениями, изложеными выше.

Расчет режима максимальной мощности генератора с тройной коллекторной модуляцией совпадает с соответствующим расчетом при двойной коллекторной модуляции с Uбmconst., поскольку и в том, и в другом случаях режим работы генератора слабо перенапряженный, близкий к критическому. При этом следует иметь в виду, что амплитуда напряжения возбуждения теперь также будет изменяться:

Umб= Umбн(1+mбcosΏt),

поэтому найденное при аналитическом расчете значение Uбmmax будет справедливо лишь для максимального режима. При расчете максимального режима тройной коллекторной модуляции дополнительно необходимо рассчитать по (3.52) величину сопротивления резистора цепи автоматического смещения и значение mбпред – предельную величину глубины модуляции предоконечного каскада:

mб.пред ≈0,95÷1, ( 3.72)

где ≈ 0,25Еб.в. (см.(3.57)).

Обычно на практике принимают значение mб≈(0,5÷1)mб.пред.

Расчет режима нулевой точки

Расчет начинается с определения амплитуды напряжения возбуждения в нулевой точке (или в минимальном режиме) по формуле

Umбmin0= Umбmax (3.73)

Дальнейший расчет выполняется и полном соответствии с описанным выше расчетом аналогичного режима при двойной коллекторной модуляции с Umбconst., но при Umб= Umбmin0 . Далее, по формулам (3.60), (3.61), (3.63) и (3.64) рассчитываются все необходимые данные базовой цепи. Такой метод расчета применяется при mб< mбпред и в этом случае обеспечивает достаточно высокую точность. При больших значениях mб (mб>0,6÷0,7), когда токи Iб0min и Iб1min малы, при таком методе расчета относительная погрешность возрастает, поскольку в основу вывода расчетных формул (3.60) и (3.61) положена линейная аппроксимация характеристики базового тока iб= φ(еб) при ек = Екmin ~Ебв~0. Очевидно, что при больших mб за счет малых токов Iб0min и Iб1min, а также изза стремления к нулю величии Umбmin0 и Ебmin0, аппроксимированная прямая будет отличаться от реальной для данного случая. Для повышения точности расчета режима нулевой точки необходимо принимать:

Sб ≈ (0,2÷0,5) Sк , (3.74)

а в ряде случаев, когда в генераторе используются маломощные транзисторы:

Sб≈ Sккр (3.74а)

Таким образом, при mб>0,60,7, весь порядок расчета в пулевой точке сохраняется, но только в формулах (3.58) (3.61) следует использовать Sб из (3.74) (3.74а). Заметим, что при mб≥0,9 базовые токи Iб0min0 и Iб1min0 в нулевой точке очень малы, их можно считать равными нулю, и расчет в нулевой точке приводит к величинам, равным пулю, поэтому расчет нулевой точки может быть снят совсем.

Расчет режима несущей частоты (режима молчания)

Ввиду линейности статических модуляционных характеристик при тройной коллекторной модуляции расчет коллекторной и базовой цепей в режиме молчания можно с достаточно высокой точностью произвести по приведенным выше формулам линейной аппроксимации (3.65). При этом необходимо учитывать (3.77). Кроме того, следует иметь в виду, что расчет базовой цепи по этим формулам справедлив при mб ≤(0,3÷0,5). При больших значениях mб появляется некоторая нелинейность (вогнутость) модуляционных характеристик составляющих тока базы Iб0 и Imб1 в их нижней части. Поэтому при mб >0,5 с целью уточнения в формулы для Iб0н и Imб1н следует ввести некоторый коэффициент, меньший единицы:

Iб0н ≈(0,80,9) (3.75)

Iб1н ≈(0,80,9) (3.76)

Umбн= , (3.77)

после чего продолжать расчет Ебн, Ри др. по формулам (3.65).

Расчет режима модуляции

Для расчета коллекторной цепи в режиме модуляции можно воспользоваться формулами (3.44)(3.47), справедливыми при любом способе коллекторной модуляции. Однако при тройной коллекторной модуляции окончательная проверка мощности рассеяния в транзисторе должна быть произведена не по формулам расчета мощности потерь из (3.67), а по формуле (3.49):

РΣпот.τпот.к.τ + Рпот.б.τ≤ РΣпот.доп. ,

где:

РΣпот.τ – суммарная мощность рассеяния, выделяемая в транзисторе;

Рпот.к.τ. мощность рассеяния на коллекторе (из 3.47);

Рпот.б.τ. мощность рассеяния на базе (из 3.67);

РΣпот.доп допустимая мощность рассеяния в транзисторе.

Определение исходных данных для расчета предоконечного каскада и модулятора

Здесь расчет полностью совпадает с подобным расчетом для двойной коллекторной модуляции. Практика расчетов показывает, что в отличие от других способов коллекторной модуляции, мощность Ртреб.пок~max пок сни жается в несколько раз, а дополнительная мощность РΏ.пок, требуемая от модулятора для модуляции предоконечного каскада, имеет малую вели чину по отношению к основной ее части, равной Р~ Ώ.вк = Р~ Ώ.км1 (3.71).

Устройства генерирования и формирования радиосигналов





Добавить страницу в закладки ->
© Банк лекций Siblec.ru
Электронная техника, радиотехника и связь. Лекции для преподавателей и студентов. Формальные, технические, естественные, общественные и гуманитарные науки.

Новосибирск, Екатеринбург, Москва, Санкт-Петербург, Нижний Новгород, Ростов-на-Дону, Чебоксары.

E-mail: formyneeds@yandex.ru