16. Цифровая модуляция в системах подвижной связи

Устройства преобразования и обработки информации в системах подвижной радиосвязи

16. Цифровая модуляция в системах подвижной связи

Модуляция – это процесс изменения во времени значений одного или нескольких параметров несущего ВЧ колебания – амплитуды, частоты или фазы - в соответствии с изменениями передаваемого сигнала (сообщения). При простых видах модуляции модулирующее сообщение изменяет только один параметр – как правило, фазу. При комбинированных видах модуляции (или при плохой схемотехнической реализации простых схем) одновременно могут изменяться амплитуда и фаза несущей. Высокая помехоустойчивость, энергетическая эффективность и экономное расходование полосы частот современных СПРС достигаются в значительной степени благодаря рациональному выбору параметров модуляции.

Общая модель процессов, происходящих в модуляторе, характеризует все типы модуляций и описывается формулой

где Re{∙} - действительная часть комплексного аргумента, а функция x(t) = хI(t) + jxQ (t); при этом хI(t) и xQ(t) - сигналы, модулирующие косинусоидальную и синусоидальную составляющие несущей с частотой fc. При соответствующем выборе этих сигналов можно описать любую цифровую модуляцию. В широко распространенной квадратурной модуляции выходной сигнал образуется суммированием двух различных модулированных сигналов, несущие которых имеют между собой фазовый сдвиг 90°. Модулирующие сигналы называются соответственно синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющими.

В СПРС предъявляются весьма жесткие требования к типу используемой модуляции. Прежде всего речь идет о спектральной эффективности сигналов, которая зависит, в конечном счете, от компактности их спектра - относительной величины мощности, сосредоточенной в главном лепестке спектра, то есть в полосе частот по первым "нулям" спектра, равной 2/tс, где tс – длительность сигнала (время, затрачиваемое на передачу одного бита информации). В главном лепестке спектра сигнала после модуляции должно находиться не менее 94…97% всей энергии сигнала. Часто предъявляют высокие требования к скорости убывания составляющих спектра при больших расстройках за пределами главного лепестка спектра. Увеличение скорости спадания внеполосного излучения (ВПИ) обеспечивает непрерывность фазы сигнала в моменты перехода от символа к символу, поскольку скорость спадания ВПИ зависит от числа непрерывных производных текущей фазы сигнала.

Другое требование связано с необходимостью обеспечения постоянной огибающей сигнала и относится к возможности использования в подвижной станции нелинейного усилителя радиодиапазона, что особенно важно для энергетического бюджета подвижной станции.

Обратимся к схеме линейного модулятора для двукратной модуляции (рис. 16.1). Двоичный поток данных (приходящий, как правило, с выхода перемежителя) направляется на вход преобразователя, который преобразует блоки двоичной информации в пары (дибиты) информационных символов - dI и dQ. Эти информационные символы направляются на фильтры модулирующего сигнала с импульсной характеристикой р(t) и q(t). Сигналы, модулирующие синфазную и квадратурную составляющие, описываются формулами

Рис. 16.1. Линейный модулятор для двукратной модуляции

Рис. 16.1. Линейный модулятор для двукратной модуляции

При помощи этих формул можно описать различные типы линейных модуляций. Так, выбор значений q(t) = 0, dI = ±1 и p(t) = rect (t/T) соответствует двухпозиционной ФМ-2, часто называемой двоичной фазовой манипуляцией (BPSK). При выборе значений dI = dQ = ±1, a p(t) = q(t) = rесt(t/T) получим четырехпозиционную ФМ-4, называемую квадратурной фазовой манипуляцией (QPSK). Обычно число возможных состояний (позиций, уровней) модулируемого параметра обозначают через М. Число сигналов обычно кратно 2, т.е. М = 2 В и В = log2 M ; здесь В - кратность модуляции (В = 2,…8).

Такие виды модуляции, как квадратурная амплитудная модуляция (QAM), у которых В ≥ 2, получаются путем выбора многоуровневых информационных символов dI и dQ. При М = 4 КАМ (4-QAM) совпадает с ФМ-4, однако при М > 8 эффективность квадратурной амплитудной модуляции выше. Стоит упомянуть, что КАМ до сих пор напрямую не применялась в системах подвижной связи, прежде всего, из-за непостоянства огибающей.

Благодаря использованию комплексного сигнала x(t) каждая модуляция представляется в виде набора характеристических точек на комплексной плоскости (так называемого созвездия), траектория которых характеризует движение во времени по комплексной плоскости сигнальной точки с координатами хI(t), xQ(t). Форма сигнального созвездия соответствует виду модуляции. Для адекватного отображения пространства сигналов на выходе квадратурного модулятора обычно используют прямоугольную систему координат, в которой по горизонтальной оси /, которая символизирует нулевой фазовый сдвиг, откладывают уровень сигнала в синфазном канале, а по вертикальной оси Q, символизирующей сдвиг на 90°, уровень сигнала в квадратурном канале. Сигналы отображаются точками, которые являются концами двумерных векторов на квадратурной (иначе - векторной) диаграмме.

На рис. 16.2 изображены созвездия нескольких наиболее важных цифровых модуляций. В случае М-позиционной ФМ М сигнальных точек располагаются на окружности с радиусом R =Ö E (Е - энергия посылки сигнала), на равных расстояниях dM между точками созвездия с угловым интервалом 2п/М радиан. Расстояния dM характеризуют помехоустойчивость при приеме сигнала. Так, максимально возможное значение d2 =2Ö E соответствует максимальной (потенциальной) помехоустойчивости (т.е. наименьшей вероятности ошибочного приема), которой характеризуются т.н. противоположные (манипулированные по фазе на 180о) сигналы ФМ-2 (рис. 16.2а). У двукратной ФМ-4 (рис. 16.2б) минимальное расстояние d4 = Ö2E, что соответствует расстоянию между ортогональными сигналами. Эти сигналы являются наилучшими по помехоустойчивости из всех двумерных четырехпозиционных сигналов.

Рис. 16.2. Примеры сигнальных созвездий: а - BPSK, б - QPSK, в - 16-QAM

Рис. 16.2. Примеры сигнальных созвездий: а - BPSK, б - QPSK, в - 16-QAM

Сигналы с фазовой модуляцией обладают высокой помехоустойчивостью, однако у них невелика спектральная эффективность, да и с точки зрения систем подвижной связи такие сигналы обладают существенным недостатком - огибающая имеет переменный характер и может принимать мгновенные значения, близкие к нулю. Чтобы проиллюстрировать это, можно воспользоваться графиком траектории сигнала на I(Q) - диаграмме для всех возможных комбинаций дибитов (пар) входных символов (рис. 16.3). Такая траектория отображает всевозможные линии перехода между символами передаваемого потока, зависящие от его статистических свойств.

Главный лепесток спектра ФМ-4 (QPSK) содержит порядка 90% всей мощности сигнала, в результате чего эффективность использования спектра, показывающая, сколько бит в секунду информации можно передать в одном герце полосы, не превосходит 1,5 бит/с/Гц. При использовании ФМ-2 (или ФМ-4) определение фазы любой принятой посылки производится по отношению к некоторой фиксированной опорной фазе jоп, вследствие чего реализация демодулятора таких сигналов сопровождается известными трудностями. С целью устранения этого недостатка используют относительное кодирование передаваемого сообщения на стороне передачи и относительное декодирование - на приемной стороне. Перекодирование исходной цифровой последовательности осуществляется по правилу: bi = ai Å bi-1, где ai - символ на входе относительного кодера; bi - символ на его выходе; bi-1 - символ с выхода кодера, задержанный на такт, т.е. на длительность tс ; Å - процедура сложения по модулю 2.

Рис. 16.3. Огибающая модуляции ФМ-4 (QPSK) на квадратурной плоскости

Рис. 16.3. Огибающая модуляции ФМ-4 (QPSK) на квадратурной плоскости

Перекодирование исходных данных и как следствие этого переход к сигналам ОФМ, естественно, не повышает эффективность использования спектра при их передаче по каналам связи. Универсальным средством уменьшения полосы, требуемой для передачи модулированных сигналов, является перехода к многократной (В>2) (многопозиционной) модуляции. При этом исходная последовательность символов разбивается на блоки по В = 2,3,4,…соседних символов (соответственно при М = 4,8,16,...), а длительность сигнала оказывается равной Тс = tс ´ В, что приводит к сокращению в В раз полосы занимаемых частот (при сохранении скорости передачи) и возрастанию приблизительно в В раз эффективности использования спектра.

Рис. 16.4. Сигнальное созвездие модуляции p/4-ОФМ-4.

Рис. 16.4. Сигнальное созвездие модуляции p/4-ОФМ-4.

Для повышения спектральной эффективности широко применяется относительная квадратурная ОФМ-4 (DQPSK), а уменьшение изменений огибающей при манипуляции фазы у таких сигналов достигается добавлением фазового сдвига p/4 к дифференциальному сигналу в каждый период манипуляции (рис. 16.4). При реализации дифференциального кодирования в сочетании со сдвигом несущей на π/4 сигнальное созвездие формируется двумя четырехточечными созвездиями QPSK, наложенными со сдвигом 45°. В результате в сигнале присутствуют восемь фазовых сдвигов, причем фазы символов выбираются поочередно - то из одного созвездия QPSK, то из другого. Последовательные символы имеют относительные фазовые сдвиги (относительно предыдущего периода модуляции), соответствующие одному из четырех углов: ± π/4 и ±3 π/4. В результате огибающая не принимает мгновенные значения, равные нулю. Такая модуляция, обозначаемая p/4-ОФМ-4 (p/4-shift DQPSK), достаточно широко применяется в системах подвижной связи, например, в D-AMPS, PDC и ТЕТRА.

Рис. 16.5. Огибающая модуляции p/4-ОФМ-4 на квадратурной плоскости.

Рис. 16.5. Огибающая модуляции p/4-ОФМ-4 на квадратурной плоскости.

На рис. 16.5 изображены траектории сигнала p/4-ОФМ-4 для всех возможных комбинаций дибитов входных символов в случае, когда цифровые символы формируются модулирующим фильтром с характеристикой p(t) (см. рис.16.1) в виде корня квадратного из приподнятого косинуса и коэффициентом сглаживания, равным 0,35. Несмотря на то, что модуляция не обладает постоянной огибающей, ее колебания ограничены, и она никогда не достигает нуля. Это помогает бороться с нелинейными искажениями, вносимыми нелинейностью усилителей мощности подвижных станций.

Весьма эффективной является также частотная модуляция минимальным сдвигом ЧММС (MSK), которая способна обеспечить минимум помех в соседних по частоте каналах. Этот метод представляет собой частотную манипуляцию, при которой несущая частота дискретно – через интервалы времени, кратные периоду Т = tс битовой модулирующей последовательности, принимает значения fн = f0F/4 или fв = f0 + F/4, где f0 – центральная частота используемого частотного канала, а F = 1/T. Метод MSK иногда рассматривают как метод квадратурной фазовой манипуляции со смещением (офсетная OQPSK), но с заменой прямоугольных модулирующих импульсов длительности 2Т полуволновыми отрезками синусоид или косинусоид. Разнос частот Df = fв - fн = F/2 - минимально возможный, при котором обеспечивается ортогональность колебаний частот fн и fв на интервале Т длительности одного бита; при этом за время Т между колебаниями частот fн и fв набегает разность фаз, равная p. Таким образом, термин "минимальный сдвиг" в названии метода модуляции относится, в указанном выше смысле, к сдвигу частоты. Поскольку модулирующая частота в этом случае равна F/2, а девиация частоты F/4, индекс частотной модуляции составляет m = (F/4)/(F/2) = 0,5.

MSK реализуется в стандарте GSM как гауссовская манипуляция с минимальным сдвигом (GMSK). Термин «гауссовская» в названии метода модуляции соответствует дополнительной фильтрации модулирующей битовой последовательности относительно узкополосным гауссовским фильтром с импульсной характеристикой h(t); именно эта дополнительная фильтрация отличает метод GMSK от метода MSK. В качестве характеристического параметра GMSK используют произведение ВТ, где В - ширина спектра импульса h(t) по уровню З дБ, а Т- длительность одного бита. На рис. 16.6 изображена спектральная плотность мощности на выходе идеального GMSK-модулятора (ВТ = 0,3), нормализованного по отношению к периоду Т. Сравнение этого графика со спектральной плотностью мощности MSK и BPSK, указывает на серьезное преимущество этой модуляции, прежде всего - в части скорости спадания внеполосного излучения, т.е. скорости снижения уровня мощности боковых спектральных лепестков.

Рис. 16.6. Спектральная плотность мощности сигнала GMSK в сравнении с сигналами MSK и BPSK

Рис. 16.6. Спектральная плотность мощности сигнала GMSK в сравнении с сигналами MSK и BPSK

Устройства преобразования и обработки информации в системах подвижной радиосвязи






© Банк лекций Siblec.ru
Формальные, технические, естественные, общественные, гуманитарные, и другие науки.