Вы нашли то, что искали?
Главная Разделы

Добавить страницу в закладки ->

1. Основы цифровых технологий передачи данных. Синхронная цифровая иерархия SDH (СЦИ)

Синхронная цифровая иерархия SDH (СЦИ)

1. Основы цифровых технологий передачи данных

1.1. Особенности канала связи

1.2. Импульсно-кодовая модуляция (ИКМ)

1.3. Методы мультиплексирования потоков данных

1.3.1. Частотное мультиплексирование

1.3.2. Временное мультиплексирование

1.3.3. Временное мультиплексирование двоичных потоков данных

1.4. Кодирование цифровых данных в ИКМ системах

1.4.1. Практические методы формирования цифровой последовательности

1.4.2. Методы двоичного кодирования и ошибки квантования

1.4.3. Параметры стандартных ИКМ систем

1.4.4. Практические методы линейного кодирования потока данных в канале

1.5. Цифровые иерархии скоростей передачи

1.5.1. Схемы плезиохронной цифровой иерархии - PDH

1.5.2. Особенности плезиохронной цифровой иерархии

1.5.3. Недостатки плезиохронной цифровой иерархии

1.5.4. Синхронные иерархии SONET/SDH



1.1. Особенности канала связи

Для передачи голоса или данных, рассматриваемых в общем случае как сигнал, имеющий определенные характеристики, используется канал связи, организуемый между передатчиком и приемником. Один из основных вопросов заключается в том, может ли этот сигнал быть принят без искажений. Если нет, то насколько он искажается при прохождении по каналу связи. Уровень допустимых искажений сигнала, а точнее отношение сигнал/шум, согласно известной формуле Шеннона-Хартли [1], определяет, наряду с шириной полосы пропускания, емкость канала связи или допустимую скорость передачи сигнала. Аналоговый сигнал, непосредственно передаваемый по каналу связи, может быть искажен по амплитуде, фазе и частоте или временному масштабу. Эти искажения являются следствиями естественных или искусственных ограничений канала связи, например на динамический диапазон и полосу пропускания.

При передаче сигнала на дальние расстояния энергетически выгодно использовать высокочастотную несущую, параметры которой модулируются передаваемым сигналом. Для передачи голоса по каналам связи обычно используют два метода модуляции несущей: амплитудную(AM) и частотную (ЧМ). В процессе модуляции (а это операция нелинейная) симметрично несущей f0 появляются левые и правые боковые частоты to ± nDf, здесь Dt - основная полоса частот, занимаемая сигналом. Для AM n = 1, для ЧМ л зависит от индекса модуляции и может быть принято равным, например, 7 [1]. Полоса частот, занимаемая модулируемым сигналом (или его спектр), которая и составляет в этом случае требуемую ширину полосы частот канала передачи, равна для AM 2Df, a для ЧМ 14Df ЧМ передача позволяет существенно уменьшить искажения передаваемого сигнала, особенно в канале с паразитной амплитудной модуляцией и затуханиями амплитуды, каким является радиоэфир, однако требует и существенного (в нашем случае в 7 раз) расширения требуемой полосы частот канала связи. На это идут, если передаваемый сигнал один, как например в УКВ ЧМ трансляции, которая позволяет передавать 15 кГц речевого спектра, но требует полосы канала 210 кГц [1]. AM трансляция передает основную полосу частот - 5 кГц, требуя полосы канала всего 10 кГц.

Системы связи ассоциируются у нас с системами передачи голоса или телефонной связи, которые только в последнее время в связи с развитием модемной и факсимильной связи стали использоваться для передачи данных. Ясно, что эти системы рассчитывались и оптимизировались на передачу речи. Из экономических соображений системы телефонной связи строились как многоканальные системы, использующие различные методы уплотнения каналов для передачи по кабелю все большего и большего числа каналов (телефонных разговоров) одновременно. Из приведенного выше примера ясно, что при выборе метода модуляции предпочтение было отдано AM. Более того основная полоса частот передаваемого речевого спектра была оптимизирована по индексу артикуляции (принятому равным 0.7), соответствующему уровню разборчивости слов 85-90%, и составила 3100 Гц. Эта полоса размещалась в диапазоне 300-3400 Гц [1].

Учитывая, что указанная полоса частот должна фильтровываться реальным, а не идеальным, аналоговым полосовым фильтром, имеющим конечную крутизну спада частотной характеристики в переходной полосе, было предложено использовать полосу в 4 кГц в качестве расчетной ширины основной полосы стандартного телефонного канала (защитная полоса между двумя соседними каналами при этом составляет 900 Гц).



1.2. Импульсно-кодовая модуляция (ИКМ)

Наряду с использованием аналоговых (AM) можно использовать импульсные методы модуляции, в частности, амплитудно-импульсную модуляцию (АИМ), что позволяет улучшить энергетические характеристики процесса передачи в целом, если учесть, что длительность излучаемого импульса может быть мала по сравнению с периодом несущей. Импульсные методы модуляции основаны на процессе дискретизации передаваемого аналогового сигнала, т.е. использовании последовательности выборок (выборочных значений) аналогового сигнала, взятых периодически с частотой дискретизацииfд. Она выбирается из условия возможности последующего восстановления аналогового сигнала без искажений из дискретизированного сигнала с помощью фильтра нижних частот. Для сигнала с ограниченным спектром, к которому относится и сигнал стандартного телефонного канала, имеющий частоту среза fcp = 4 кГц, применима теорема Котельникова-Найквиста, определяющая fд = 2 fcр. Отсюда получаем, что для стандартного телефонного канала частота дискретизации составляете 8 кГц (т.е. выборки аналогового сигнала следуют с периодом дискретизации Тд = 125 мкс).

Следующим логичным шагом может быть квантование амплитуд импульсных выборок - процесс определения для каждой выборки эквивалентного ей численного (цифрового) значения. Указанные два шага (дискретизация и квантование) определяют процессы, осуществляемые при импульсно-кодовой модуляции. Они позволяют перейти от аналогового представления речевого сигнала к цифровому.

Численное значение каждой выборки в этой схеме может быть далее представлено (закодировано) в виде 7 или 8 битного двоичного кода (на практике при использовании аналого-цифровых преобразователей (АЦП) двоичное кодирование осуществляется непосредственно при квантовании). Такое кодирование (часто называемое кодификацией) дает возможность передать 128 (27) или 256 (28) дискретных уровней амплитуды речевого сигнала, обеспечивая качественную передачу речи формально с динамическим диапазоном порядка 42 или 48 дБ. Учитывая, что выборки должны передаваться последовательно, получаем двоичный цифровой поток со скоростью 56 кбит/с (8 кГц х 7 бит) в случае 7 битного кодирования или 64 кбит/с (8 кГц х 8 бит) в случае 8 битного кодирования.

Указанные шаги преобразования для формирования ИКМ представлены на рис. 1-1.

Использование ИКМ (известной с 1938г., но реализованной только в 1962г.) в качестве метода передачи данных позволяет:

- для систем цифровой телефонии - ликвидировать недостатки, присущие аналоговым методам передачи, а именно:

- убрать существенное затухание сигнала и его изменение в сеансе связи и от сеанса к сеансу;

- практически   убрать посторонние шумы;

- улучшить   разборчивость речи и увеличить    динамический диапазон передачи;

- для систем передачи данных - организовать канал передачи данных на скорости 56 или 64 кбит/с.



1.3. Методы мультиплексирования потоков данных

Первые системы телефонной связи использовали отдельные линии передачи для организации каждого канала. Идеи организации передачи нескольких телеграфных каналов по одной линии или идеи мультиплексирования были впервые осуществлены еще в 1918 с помощью механического коммутатора. Под мультиплексированием (связисты используют термин уплотнение) будем понимать объединение нескольких меньших по емкости входных каналов связи в один канал большей емкости для передачи по одному выходному каналу связи. При реализации такого объединения телефонных каналов одной из основных задач является устранение взаимного влияния соседних каналов. До последнего времени широко использовались два метода мультиплексирования:

- мультиплексирование с частотным разделением каналов (частотное мультиплексирование/уплотнение);

- мультиплексирование с временным разделением каналов (временное мультиплексирование/уплотнение).



1.3.1. Частотное мультиплексирование

При частотном мультиплексировании полоса частот выходного канала делится на некоторое число полос (подканалов) n, соответствующих по ширине основной полосе стандартного телефонного канала 4 кГц. Например, на рис. 1-2 показана такая группа из четырех каналов с полосой 4 кГц, отведенной под каждый канал, и частотами, сдвинутыми на 60 кГц в результате амплитудной модуляции.

Каждый канал имеет фактическую полосу пропускания 3.1 кГц и формируется полосовыми фильтрами с частотами среза, сдвинутыми на 4 кГц относительно друг друга. Например, фильтр первого канала имеет частоты среза 60.3 и 63.4 кГц, второго - 64.3 и 67.4 кГц. При больших уровнях .си^ гнала в каналах защитной полосы 900 Гц между каналами недостаточно для устранения перекрестной наводки (телефонного разговора) от соседних каналов.

Для формирования канальных групп используется процедура ОБП-ПН - модулирования несущей и поднесущих по амплитуде с подавлением одной боковой полосы (левой или правой) и подавлением несущей. Схема формирования канальных групп может быть разной. Стандарт CCITT рекомендует следующую систему группирования [1]:

основная канальная группа (называемая связистами первичной группой) - 12 стандартных телефонных каналов;

основная супергруппа (называемая вторичной группой) - 5 канальных групп (т.е. 60 каналов);

мастергруппа (называемая третичной группой) - 5 супергрупп (т.е. 300 каналов) или 10 супергрупп (т.е. 600 каналов), или 16 супергрупп (т.е. 960 каналов)

Различное число мастергрупп и супергрупп может быть использовано в процессе группировав ния, образуя мультимастергруппы (называемые четвертичными группами). Формирование основной канальной группы показано на рис.1-3, где используется двухступенчатая схема: на первой формиру^-ется группа из трех (правых) каналов ОБП - путем модуляции поднесущих 12, 16 и 20 кГц, на второй - канальная группа из 12 (левых) каналов ОБП - путем модуляции поднесущих 84, 96, 108 и 120 кГц. В результате формируется канальная группа с шириной полосы 48 кГц (60-108 кГц), которая используется для модуляции 5 несущих (420, 468, 512, 564, 612 кГц) при формировании супергруппы с шириной полосы 210 кГц (312-522 Гц)и.т.д.



1.3.2. Временное мультиплексирование

Частотное мультиплексирование достаточно сложно в реализации и настройке (как и все аналоговые метод;)При'использовании ИКМ наиболее удобной является схемамультиплексирования с временным

разделением каналов, или, кратко, схема временного мультиплексирования разделением ресурсов с помощью коммутатора (на передающей стороне) который последовательно подключает каждый входной канал на определенный временной интервал (его называют также "тайм-слот" или интервал коммутации", или "цикл"), необходимый для посылки выборки (или какой то фиксированной части) сигнала в данном канале. Сформированный таким образом поток выборок от разных входных каналов направляется в канал связи. На его приемной стороне демультиплексор с помощью аналогичного коммутатора и фильтров нижних частот выделяет отдельные выборки и распределяет их по соответствующим каналам. Важно то, что коммутаторы на передающей и приемной сторонах должны работать синхронно, т.е. должны быть синхронизированы. Схема временного мультиплексирования выборок приведена на рис. 1-4.

Для ИКМ в телефонных сетях коммутатор должен обращаться с периодом равным периоду дискретизации Тд тогда интервал коммутации канала Dtк = Тд / n, где n - число входных каналов мультиплексора, или Dtк = 125 / n [мкс]. Если мультиплексируются 24 канала, то Dtк - 5.208(3) мкс, если 32 канала, то Dtк = 3.90625 мкс. Однако введенное понятие интервала коммутации как фикси-рованной величины верно в идеальном случае. На практике в ряде случаев оно условно, а сам процесс коммутации может быть неравномкрным.

Действительно, для синхронизации коммутаторов должен использоваться некий синхроимпульс или его цифровой аналог (например последовательность вида "11...11" определенной длины).

Если он передается по какому-то внещнему каналу управления, то рассмотренная схема идеального мультиплексирования абсолютно верна, если же используется внутриканальная синхронизация, то процесс синхронизации сводится к вставке так называемого выравнивающего, бита или группы бит после m выборок, либо организации более сложной повторяющейся структуры в потоке выборок, включающей m выборок и k полей определенной длины или выравнивающих бит. Эта структура может быть разной, но она фиксирована для конкретной схемы кодирования ИКМ и носит название кадр или фрейм (frame), в терминологии связистов «цикл». Несколько фреймов могут объединятся в еще более общую структуру называемую мультифреймом (multiframe), в терминологии связистов "сверхцикл".

Период повторения фрейма - это время, требуемое на один полный цикл коммутации с учетом времени вставки выравнивающей группы бит. Пример его вычисления при наличии выравнивающеей группы бит рассмотрен более подробно в 1.4.2.

Другим непривычным моментом (в казалось бы ясной схеме временного мультиплексирования, используемой в компьютерных системах) является либо наличие в поле выборки бита сигнализации, уменьшающего разрядную сетку выборки на один бит (с 7 до 6 или с 8 до 7), либо использование для целей сигнализации целых интервалов коммутации или тайм-слотов. Более подробно см. 1.4.2.



1.3.3. Временное мультиплексирование двоичных потоков данных

При использовании систем цифровой телефонии для передачи данных на входе мультиплексора нет речевых сигналов, которые нужно дискретизировать и квантовать, а есть уже сформированный поток двоичных данных. Для него схема временного мультиплексирования может быть конкретизирована. Она практически совпадает с процедурой мультиплексирования в компьютерных системах. Итак, на входе мультиплексора имеются л входных двоичных последовательностей (происхождение которых может быть и не связано с выборками), поэтому коммутатор мультиплексора может последовательно отбирать из каналов любую логически осмысленную для данной сетевой технологии последовательность бит, составляя из них выходную последовательность. Этот процесс называется интерливингом (interleaving), или чередованием. Различают следующие виды интерливинга:

бит-интерливинг или чередование битов - на выход последовательно коммутируется по одному биту из каждого канала;

байт-интерливинг или чередование байтов - на выход последовательно коммутируется по одному байту из каждого канала;

символьный интерливинг или чередование символов - на выход последовательно коммутируется по одному символу (один ниббл или поле длиной 7 бит (ASCII код - американская версия), или поле длиной 8 бит - байт или октет (ASCII код - международная версия) из каждого канала;

блок-интерливинг или чередование блоков - на выход последовательно коммутируется по одному блоку (который может быть длиной в несколько байтов или может быть полем целократ-ным другому стандартному формату) из каждого канала.

Схема временного мультиплексирования четырех двоичных потоков данных входных показана на рис. 1-5. Для примера выбран вариант бит-интерливинга, где в используемых об( значениях: 1 ... 1, 4 ... 4. цифры 1, 2, 3, 4 соответствуют номерам бит, а индексы - homi рам каналов. Стрелкой указано направление потока бит.



1.4. Кодирование цифровых данных в ИКМ системах



1.4.1. Практические методы формирования цифровой последовательности

Рассмотрим простой пример дискретизации в системе ИКМ с n-канальным мультиплексированием, внутриканальной синхронизацией (путем вставки синхро-группы из k бит после m фреймов) и линейного симметричного квантования с числом уровней l. Для примера выберем п=4, k=4, m=2, l=8. Условимся, что мгновенное значение сигнала изменяется в интервале (-4,+4). Пример иллюстрируется рис. 1-6. Для компактности все процессы дискретизации, квантования, кодификации, мультиплексирования и выравнивания показаны на одном рисунке.

ИКМ система последовательно выполняет следующие стандартные функции:

- дискретизацию сигнала в каждом из четырех каналов (к1 - к4) с частотой /ц (конкретное значение не играет роли) в последовательные нормированные моменты времени О (к1), 1 (к2),2(к3),3(к4),4(к1)ит.д. При    отсутствии    выравнивания выборки берутся периодически с периодом дискретизации 4 единицы, например, для к1 - в моменты: 0, 4, 8, 12, ... , для к2: 1, 5, 9, 13, ... и т. д.,   что   соответствует   фрейму, состоящему из 4 тайм-слотов;

- квантование выборок сигнала каждого канала, т.е. отображение непрерывного множества значений амплитуд выборок а из интервала (-4,+4) на дискретное множество из 8 уровней квантования, либо 0, 1, ..., 7 - одностороннее (несимметричное) отображение (однополярный сигнал), либо, например, -3, -2, .... +4 - двустороннее (симметричное с точностью до уровня) отображение (двухполярный сигнал);

- двоичное кодированиние, или кодификацию (см. термин в 1.6.) квантованных значений. При схеме кодирования: знак-номер уровня и 8 уровнях квантования достаточно 4 бита на выборку: 1 знаковый бит и 3 бита на формирование двоичного номера уровня (2^3 = 8). Используем простой алгоритм отображения множеств, или алгоритм кодификации: если n-1 < а < n, то a=n для всех а. Следовательно, если а = 3.55, то-есть, если 3 < а < 4, то а = 4, а если а = -0.78, т.е. -1 < а < О, то а = О. В результате требований симметричности квантования, получаем поток бит, показанный на рис, 1-6, где -3 —> 1011, ..., 0 ---> 0000, ... , +4 —> 0100;

- мультиплексирование каналов по схеме: объединение 4 каналов на входе в один канал на выходе - 4:1 - т.е. с чередованием выборок отдельных каналов для создания потока бит выходного канала. Без учета синхронизации процесс мультиплексирования создает регулярный поток фреймов, состоящих из четырех выборок. Его регулярность нарушается необходимостью синхронизации, которая при внутриканальной синхронизации сводится к вставке синхрогруппы после m фреймов -этот процесс называется выравниванием фрейма. Для выравнивания по нашей схеме необходимо сформировать мультифрейм - структуру состоящую из двух фреймов, что еще больше осложняет процесс мультиплексирования;

- выравнивание фрейма (а точнее мультифрейма) осуществляется путем формирования и вставки легко идентифицируемой синхрогруппы "1111" (не используемой в процессе кодификации) после двух регулярных фреймов, для чего выделяется один дополнительный тайм-слот. В результате на приемной стороне происходит синхронизация приемника с передатчиком, а повторяющаяся структура - результирующий мультифрейм - принимает вид: 8 выборок + синхрогруппа = 9 тайм-слотов. Можно ввести также понятие результирующий фрейм - формальный параметр, равный 9/2=4.5, показывающий, что период повторения регулярного фрейма изменился с 4 до 4.5 тайм-слотов. Из этого ясно, что мультиплексирование осуществляется "регулярно в среднем", с периодом повторения 4.5 слота, формируя за цикл один результирующий фрейм. Физически же информационные выборки формируются нерегулярно. Например, выборки в к1, берутся теперь в моменты времени 0, 4, 9, 13, 18, 22, 27, и т.д. .

Общий вид четырех входных сигналов, с выборками, взятыми последовательно в моменты времени 0, 1, 2, 3, и т. д., и их квантованные значения, полученные в результате кодификации, с учетом выравнивания, показаны на рис. 1-6. Сформированный таким образом поток бит приведен в нижней части рисунка.

На приемной стороне происходит демультиплексирование указанной последовательности так, что в канал к1 попадут только квантованные кодифицированные выборки, взятые в моменты: 0, 4, 9, 13, 18, 22, ... . Из них затем (если нужно) и будут восстановлены с помощью фильтрации фильтрами нижних частот (ФНЧ) исходные аналоговые сигналы.



1.4.2. Методы двоичного кодирования и ошибки квантования

Для цифровых систем, как и для аналоговых, существуют шумы канала связи и шумы, возникающие в процессе преобразования сигнала, а значит и к ним применимы такие понятия, как отношение сиг-чал/шум и динамический диапазон.

Специфическими для цифровых систем являются шумы квантования. На рис. 1-7, например, показана разность между идеальным и реальным преобразованным сигналами - искажение, квалифицированное как шум, возникающий при линейном квантовании. Неприятной особенностью является то, что амплитуда искажений не зависит от амплитуды сигнала, делая наиболее уязвимой передачу сигналов низкого уровня. Ясно, что для уменьшения искажений нужно увеличивать число уровней квантования, но, в отличие от звуковых Hi-Fi систем, где используется 16, 18 и 20 бит на выборку, в цифровых системах связи выше 8 бит на выборку практически не используют, чтобы не увеличивать максимально необходимую скорость передачи.

Для улучшения ситуации используют методы нелинейного двоичного кодирования при квантовании (нелинейной кодификации). Они идейно основаны на методах компандерного расширения динамического диапазона при передаче по каналу связи с ограниченным динамическим диапазоном, используемых в аналоговых системах (например, в системах магнитной записи). В них на входе системы сигнал сжимается с помощью компрессора до уровня, приемлемого для передачи по каналу связи, а на выходе из канала связи сигнал с помощью эспандера  (осуществляющего  обратное преобразование) восстанавливается (см. рис. 1-8).

Для реализации такой схемы нелинейной кодификации, достаточно выбрать требуемую степень компрессии и закон нелинейного преобразования, а затем решить проблему аппроксимации функции, соответствующей выбранному закону преобразования.

Для нелинейных (прямого и обратного) преобразований входа/выхода идеально подходит пара ехр(х) - lп(х). Ее и апроксимируют затем по методу близкому к линейной неравномерной адаптивной аппроксимации, оптимально выбирая число и наклон прямолинейных аппроксимирующих сегментов. В результате получают некий закон, который, будучи стандартизован, используется в коммерческих системах. Используются два таких закона для симметричного входного сигнала: А-закон (параметр А) и μ-закон (параметр μ), ниже х - вход, у - выход:

А-закон: y=sgn(x)[z/(1+lnA)], где z /х/ для 0≤х≤1/А или z=1+lnA /х/ для (1/А)</х/≤1;

μ.-закон: y=sgn(x)[ln(1+μ|x|) / ln(1+μ)].                                                    

 А-закон (А=87.6) используется в европейских системах ИКМ и дает минимальный шаг квантования 2/4096, mu-закон используется в американских системах ИКМ (D1 с μ=100 и D2 с μ=255), давая минимальный шаг квантования 2/8159 (см. ITU-T Rec. G.711 [30]). Указанный подход позволяет добиваться отношения сигнал/шум (С/Ш) 30 дБ в динамическом диапазоне 48 дБ, что соответствует эквивалентной схеме кодирования с 13 битами на выборку.



1.4.3. Параметры стандартных ИКМ систем                             

Существует несколько реализации ИКМ систем, признанных в качестве стандартных:             

- Т1 (AT&T, США, 1962), позднее названная Bell D1 - 24-канальная система с выходным потоком Т1 = 1544 кбит/с;

- D2 (Bell, США) - 24-канальная система, описана в ITU-T Rec. G.733 [31];

- U.K. (Англия) - 24-канальная система с выходным потоком 1536 кбит/с;

- СЕРТ (Европа) - 30-канальная система с выходным потоком Е1 = 2048 кбит/с, описана в ITU-

Т Rec. G.732 [32]. Параметры этих систем сведены в таблицу 1-1:

Указанные в таблице параметры практически не требуют дополнительных объяснений. Укажем только их некоторые их особенности.

Системы типа Bell D1 (как модификация системы Т1) до сих пор существуют в северной Америке в силу большой распространенности в прошлом. Эти 4-х проводные системы используются и для передачи цифровых данных со скоростью 56 кбит/с по цифровым каналам, начало которому было положено компанией AT&T (видимо не раньше 1973 года, после внедрения тарифа "267"), предложившей услуги Dataphone Digital Service [1].

Система Bell D2 в отличие от D1 более продвинута: использует 8 бит на выборку в пятерках (1-5 и 7-11) фреймов и 7 бит в 6-ом и 12-ом фреймах, редуцируя закон кодификации при переходе с 8-на 7-битное квантование. Система использует выравнивание мультифреймов (12 фреймов) и допускает сигнализацию по обшему каналу. В силу широкого распространения в северной Америке, Японии и юго-восточной Азии, система была стандартизована комитетом CCITT [31].

Английская система, как и D1, использует 7-битное кодирование, но выравнивание осуществляет по мультифрейму (4 фрейма), что позволяет обойтись без 193-го бита (отсюда скорость 1536 кбит/с). Система использует европейский закон кодификации (с 1968 года), что важно для целей совместимости. Практически вытесняется системой СЕРТ.

Система СЕРТ начала развиваться с начала 70-х годов. Она целиком базировалась на двоичных, а не на двоично-десятичных эквивалентах (как три предыдущие). В результате была выбрана 8-битная схема кодификации и 32 (а не 24) канала для первичного уровня мультиплексирования. Один из каналов (тайм-слот 0) целиком используется для синхронизации (выравнивания фреймов) и передачи системного статуса, второй (тайм-слот 16) - для организации общего канала сигнализации - 64 кбит/с. Число фреймов в мультифрейме также кратно 2 и зависит от типа сигнализации. При внутри-канальной сигнализации используется 16 фреймов на мультифрейм, при использовании общего канала сигнализации - 2 фрейма на мультифрейм. Схема выравнивания проста и кратна 2: 8 бит на фрейм при выравнивании фрейма и 8 бит на 16 фреймов для выравнивания мультифрейма. Система СЕРТ фактически стала доминирующей не только в Европе но и в мире.



1.4.4. Практические методы линейного кодирования потока данных в канале

Сформированная в результате мультиплексирования и выравнивания цифровая двоично-кодированная ИКМ последовательность подается в канал связи, на входе которого, как правило, используется устройство сопряжения с каналом, или интерфейсный блок, и собственно передатчик. Учитывая, что канал, рассматриваемый как среда передачи, может быть электрическим, оптическим или радио-каналом, полученную последовательность приходится еще по крайней мере дважды перекодировать для оптимизации ее прохождения через интерфейс (интерфейсное кодирование) и линию связи (линейное кодирование). Два других вида кодирования: помехоустойчивое кодирование для обнаружения и исправления ошибок, возникающих в процессе передачи, а также шифрование данных, передаваемых такой последовательностью, здесь не рассматриваются.

Поток бит, полученный в результате квантования и двоичного кодирования (кодификации), оптимален только с точки зрения уменьшения ошибок квантования, но непригоден для передачи по каналу связи по ряду причин, основные из которых следующие:

- выходной цифровой поток имеет широкий спектр, что затрудняет его передачу по каналу связи с ограниченной полосой пропускания и осложняет процесс регенерации сигнала синхронизации, передаваемого в канале, особенно в случае восстановления потерянного синхронизма;

- спектр сигнала имеет значительную долю низкочастотных составляющих, которые могут интерферировать с составляющими передаваемого низкочастотного сигнала;

- спектр содержит большую постоянную составляющую, усложняющую фильтрацию

напряжения сети питания.

Для оптимизации спектра сигнала, подаваемого в линию связи, используется так называемое линейное кодирование. Оно должно обеспечить:

- минимальную спектральную плотность на нулевой частоте и ее ограничение на нижних частотах;

- информацию о тактовой частоте передаваемого сигнала в виде дискретной составляющей, легко выделяемой на фоне непрерывной части спектра;

- непрерывный спектр должен быть достаточно узкополосным для передачи через канал связи без искажений;

- малую избыточность, для снижения относительной скорости передачи в канале связи;

- минимально возможные длины блоков повторяющихся символов ("1" или "О") и диспаритетность (неравенство числа "1" и "О" в кодовых комбинациях).

Для двоичного кодирования число уровней входного сигнала m = 2, а число уровней выходного сигнала n может быть 2 (двухуровневое кодирование) или 3 (трехуровневое кодирование). Двухуровневое кодирование может быть однополярным (+1, 0) и двухполярным, или симметричным (+1, -1); трехуровневое - однополярным (+2, +1, 0) и двухполярным (+1, 0, -1). Например, оптические линии связи требуют однополярных методов кодирования, тогда как электрические линии связи могут использовать как однополярные, так и двухполярные методы кодирования.

В различных методах кодирования "1" может быть представлена положительным прямоугольным импульсом на полную или на половинную длину двоичного интервала, или переходом с "+1" на "О" или "-1" (ступенькой вниз) в центре интервала, а "О" - соответствующей длины отрицательным импульсом, или отсутствием импульса, или обратным переходом с "-1" или "О" на "+1" (ступенькой вверх) в центре интервала.

Для ограничения длины блоков повторяющихся символов типа "11... 11" или "00...00" используется инверсия ("обращение" или незапланированное (преднамеренное) изменение) полярности импульсов регулярной кодовой последовательности, обозначаемая ниже буквой "V". Наряду с инверсией иногда используются вставки (дополнительные символы определенной полярности, обозначаемые ниже буквой В), позволяющие сохранить паритет кодовой комбинации.

Алгоритмы кодирования в большинстве случаев просты и могут быть описаны словесно, однако исчерпывающее описание дается направленным графом состояний, описывающим множество всех возможных состояний и переходов из одного в другое.

На рис. 1-9 для иллюстрации приведены некоторые линейные коды. Использованы следующие обозначения: (а) - исходная двоичная последовательность - взята из примера, приведенного на рис.1-6, (б)-(к) - соответствующие ей идеальные формы несимметричных (однополярных) и симметричных (двухполярных) импульсных последовательностей, полученные в результате применения специальных методов кодирования к исходной двоичной последовательности. На рис. 1-9 приведены следующие коды:

б) - однополярный код без возвращения к нулю - NRZ;

в) - двухполярный NRZ или симметричный телеграфный код;

г) - двухполярный код с возвращением к нулю - RZ;

д) - код с поразрядно-чередующейся инверсией - ADI;

е) - код с чередующейся инверсией на "1" - AMI;

ж) - код с инверсией кодовых комбинаций - CMI;

з) - двухполярный двухуровневый код Миллера;

и) - биполярный код высокой плотности порядка 3 - HDB3;

к) - однополярный эквивалент кода HDB3 в оптической линии связи.

Ниже приведены расшифровки сокращений и краткие определения алгоритмов формирования кодов, используемых в практике цифровой связи:

1b2b - широко используемый частный случай класса блочных кодов (см. ниже), в котором 1 бит исходной И КМ последовательности длительностью Т кодируется комбинацией из 2 бит длительностью Т/2 (относительная скорость передачи в канале связи при этом возрастает в 2 раза). К этому классу (из приведенных нами) относятся коды CMI и Миллера.

ADI   - Alternate Digit Invertion code - двоичный код с инверсией полярности сигнала на каждом втором двоичном разряде (не важно, какой он: "1" или "О"); в результате формируется двухполярный двухуровневый код.

AMI   -Alternate Mark Inversion code - двоичный код RZ с инверсией на каждой "1", может быть получен из кода ADI путем инверсии каждой четной "1"; в результате формируется двухполярный трехуровневый код.

B3ZS - Bipolar with 3 Zero Substitution code - биполярный код с подстановкой альтернативныхблоков вместо блоков из трех "О", т.е. вместо блока "000" происходит подстановка блоков "OOV" или "BOV" для сохранения паритета - аналог кода HDB2 (см. ниже).

 

B6ZS - Bipolar with 6 Zero Substitution code - биполярный код с подстановкой альтернативных блоков вместо блоков из 6-ти "О", т.е. вместо "000000" блоков "OVBOVB".

B8ZS - Bipolar with 8 Zero Substitution code - биполярный код с подстановкой альтернативных блоков вместо блоков из 8-ми "О" , т.е. вместо "00000000" блоков "OOOVBOVB".

СМ1   - Coded Mark Inversion code - двухуровневый без возвращения к нулю двоичный код класса 1В2В с инверсией полярности кодовой комбинации на полный интервал на каждой "1" (т.е. каждой "1" ставится в соответствие либо комбинация "11", либо "00") и изменением полярности в середине каждого интервала "О" (т.е. каждому "О" ставится в соответствие дипульс "01").

HDB2 - High-Density Bipolar code of order 2 - двухполярный код высокой плотности порядка 2 -код RZ с инверсией на "1" (аналогичен AMI), в котором каждый блок "000" заменяется на блок "OOV" или "BOV", где В - вставка импульса "1", выполняемая так, чтобы число В импульсов между последовательными V импульсами было нечетным. В результате формируется трехуровневый код.

HDB3 - High-Density Bipolar code of order 3 - двухполярный код высокой плотности порядка 3 -код с инверсией на "1", в котором каждый блок "0000" заменяется на блок "OOOV" или "BOOV" , где В - вставка импульса "1" выполняемая так, чтобы число В импульсов между последовательными V импульсами было нечетным. В результате формируется трехуровневый код.

mbnb - общее обозначение класса блочных кодов - где т - длина (в битах) блоков, на которые разбивается исходная ИКМ последовательность, an- соответствующая им длина (в битах) блоков, составленных из кодовых символов. Из них наиболее широко используется класс 1В2В (см. выше).

NRZ  - Won Return to Zero code - основополагающий двухуровневый код без возвращения к нулю, может быть как двуполярным, так и однополярным.

RZ    - Return to Zero code - основополагающий трехуровневый код с возвращением к нулю.

Miller code - двуполярный двухуровневый код Миллера класса 1В2В, имеющий множество состояний{00, 01, 10, 11}, переходы между которыми описываются графом, приведенным на рис. 1-10. Например, для приведенной на рис. 1-9 исходной последовательности 1101101000000 ... порождаемые графом кодовые комбинации имееют вид: 11 10 00 01 10 00 01 11 ..., а сам процесс генерации (перехода из состояния в состояние) имеет вид:

1->11-1->10-0->00-1->01-1->10-0->00-1->01-0->1Г и т. д.

Нужно иметь ввиду, что указанные коды могут быть использованы и как интерфейсные коды, и как линейные коды. Для электрических линий связи интерфейсные и линейные коды могут совпадать, для оптических, как правило, - нет в силу невозможности непосредственного использования биполярных кодов в оптическом кабеле. Например, при использовании биполярного интерфейсного кода HDB3 в оптических линиях связи могут использоваться коды CMI, MCMI (модифицированный CMI) или код типа mВnВ, либо использо

ваться его оптические аналоги, например, однополярный эквивалент кода HDB3 (см. 1-10,к). Более подробно о линейном кодировании в каналах связи см. например, в [33], главу 5.



1.5. Цифровые иерархии скоростей передачи

Новые технологии телекоммуникаций стали развиваться в связи с переходом or аналоговых к цифровым методам передачи данных, основанных на мультиплексировании с временным разделением каналов и ИКМ.

При использовании цифровых методов мультиплексор (типа п:1) формирует, как известно, из п входных цифровых последовательностей одну выходную, состоящую из повторяющихся групп по л одноименных блоков (бит, байт, несколько байтов), сформированных за "тайм-слот". Мультиплексор теоретически должен при этом обеспечить скорость передачи данных порядка n х v, где v - скорость передачи данных одного входного канала, предполагаемая одинаковой для всех каналов.

Если в качестве входного используется сигнал основного цифрового каналаDSO (ОЦК) со скоростью передачи 64 кбит/с, то с помощью одного мультиплексора типа п:1 можно теоретически формировать потоки со скоростью n х 64 кбит/с. Так, для Bell D2 мы имели поток 24 х 64 кбит/с, а для СЕРТ - 30 х 64 кбит/с. Если считать этот мультиплексор первым в схеме каскадного соединения из нескольких мультиплексоров второго, третьего и т.д. уровней типа т:1, 1:1, k:1..., to можно сформировать различные иерархические наборы цифровых скоростей передачи, или цифровые иерархии, позволяющие довести этот процесс мультиплексирования, или уплотнения каналов, до необходимого уровня, дающего требуемое число каналов DSO на выходе, выбирая различные коэффициенты кратности n, m, I, k, ... .



1.5.1. Схемы плезиохронной цифровой иерархии - PDH

Три такие иерархии были разработаны в начале 80-ч годов. В первой из них, принятой в США и Канаде, в качестве скорости сигнала первичного цифрового канала ПЦК (DS1) была выбрана скорость 1544 кбит/с (фактически n = 24, т.е. двадцать четыре цифровых телефонных канала 64 кбит/с, а для передачи данных - 24 информационных канала 64 кбит/с). Во второй, принятой в Японии, использовалась та же скорость для DS1. В третьей, принятой в Европе и Южной Америке, в качестве первичной была выбрана скорость 2048 кбит/с (формально n = 32, фактически n = 30, т.е. в качестве информационных используется тридцать телефонных или информационных каналов 64 кбит/с плюс два канала сигнализации и управления по 64 кбит/с).

Первая иерархия, порожденная скоростью 1544 кбит/с, давала последовательность: DS1 -DS2 - DS3 - DS4 или последовательность вида: 1544 - 6312 - 44736 - 274176 кбит/с (часто цитируется ряд приближенных величин 1.5 - 6 - 45 - 274 Мбит/с), что, с учетом скорости DSO, соответствует ряду коэффициентов мультиплексирования n=24, m=4, 1=7, k=6. Указанная иерархия позволяет передавать соответственно 24, 96, 672 и 4032 канала DSO.

Здесь и ниже DSO - DS4 - мы будем называть цифровыми каналами 0-го, 1-го, 2-го, 3-го и 4-го уровней иерархии. В терминологии, используемой в связи, это соответственно: основной цифровой канал (ОЦК), первичный цифровой канал (ПЦК), вторичный цифровой канал (ВЦК), третичный цифровой канал (ТЦК) и четвертичный цифровой канал (ЧЦК).

Вторая иерархия, порожденная скоростью 1544 кбит/с, давала последовательность DS1 - DS2 - DSJ3 - DSJ4 или последовательность 1544 - 6312 - 32064 - 97728 кбит/с (ряд приближенных величин составляет 1.5-6-32-98 Мбит/с), что, с учетом скорости DSO, соответствует ряду коэффициентов мультиплексирования n=24, m=4, 1=5, k=3. Указанная иерархия позволяет передавать соответственно 24, 96, 480 и 1440 каналов DSO.

Здесь DSJ3 и DSJ4 мы будем называть цифровыми каналами 3-го и 4-го уровней Японской PDH иерархии.

Третья иерархия, порожденная скоростью 2048 кбит/с, давала последовательность Е1 - E2 -ЕЗ - Е4 - Е5 или последовательность 2048 - 8448 - 34368 - 139264 - 564992 - кбит/с (ряд прибли-женнх величин составляет 2 - 8 - 34 - 140 - 565 Мбит/с), что соответствует ряду коэффициентов п=30 (32), m=4, 1=4, k=4, i=4, (т.е. коэффициент мультиплексирования в этой иерархии выбирался постоянным и кратным 2). Указанная иерархия позволяет передавать соответственно 30, 120, 480, 1920 и 7680 каналов DSO, что отражается и в названии ИКМ систем: ИКМ-30, ИКМ-120, ИКМ-480 и т.д..

Указанные иерархии, известные под общим названием плезиохронная цифровая иерархия PDH, или ПЦИ, сведены в таблицу 1-2.

Параллельное развитие трех различных иерархий не могло способствовать развитию глобальных телекоммуникаций в мире в целом, поэтому комитетом по стандартизации ITU-T или МСЭ-Т были сделаны шаги по их унификации и возможному объединению. В результате был разработан стандарт [13], согласно которому:

- во-первых, были стандартизованы три первых уровня первой иерархии (DS1-DS2-DS3), четыре уровня второй иерархии (DS1-DS2-DSJ3-DSJ4) и четыре уровня третьей иерархии (Е1-Е2-ЕЗ-Е4) в качестве основных и указаны схемы кросс-мультиплексирования иерархий, например, из третьей иерархии в первую (с первого на второй уровень) и обратно (с третьего на четвертый уровень), что и показано на рис.1-11 (коэффициенты мультиплексирования показаны на линиях связи блоков, представляющих скорости передачи);

- во-вторых, последние уровни первой (274 Мбит/с) и третьей (565 Мбит/с) иерархий не были рекомендованы в качестве стандартных;

- в-третьих, была сохранена ветвь 32064 - 97728 кбит/с (или приближенно 32 - 98 Мбит/с) во второй иерархии, т.е. уровни DSJ3 и DSJ4, параллельные уровням DS3 в первой иерархии и Е4 в третьей иерархии. Уровень DSJ3 фактически соответствует уровню ЕЗ, что облегчает кросс-мультиплексирование со второго уровня на третий. Уровень DSJ4 - 98 Мбит/с - был возможно сохранен для совместимости с технологией распределенного оптоволоконного интерфейса данныхFDDI.

Работы по стандартизации иерархий как в Европе, так и в Америке, имели два важных последствия:

- разработка схемы плезиохронной цифровой иерархии (PDH или ПЦИ);

-          разработка схемы синхронной цифровой иерархии (SONET/SDH или СЦИ).



1.5.2. Особенности плезиохронной цифровой иерархии

Наличие стандартных скоростей передачи и фиксированных коэффициентов мультиплексирования позволило говорить о трех схемах мультиплексирования - американской, японской и европейской (называемой часто СЕРТ или ETSI/CEPT).

При использовании жесткой синхронизации при приеме/передаче можно было бы применить метод мультиплексирования с чередованием октетов или байтов, как это делалось при формировании цифровых сигналов первого уровня, для того, чтобы иметь принципиальную возможность идентификации байтов или групп байтов каждого канала в общем потоке. Однако учитывая, что общая синхронизация входных последовательностей, подаваемых на мультиплексор от разных абонентов/пользователей, отсутствует, в схемах второго и более высокого уровней мультиплексирования был использован метод мультиплексирования с чередованием бит (а не байт). В этом методе мультиплексор, например, второго уровня формирует выходную цифровую последовательность (со скоростью 6 Мбит/с - АС, ЯС или 8 Мбит/с - ЕС) путем чередования бит входных последовательностей от разных каналов (для АС и ЯС это каналы Т1, а для ЕС - каналы Е1).

Так как мультиплексор не формирует структуры, которая могла бы быть использована для определения позиции бита каждого канала, а входные скорости разных каналов могут не совпадать, то используется внутренняя побитовая синхронизация, при которой мультиплексор сам выравнивает скорости входных потоков путем добавления нужного числа выравнивающих бит в каналы с относительно меньшими скоростями передачи (наиболее простой вариант, хотя могут использоваться другие варианты, когда выравнивание скоростей осуществляется путем изъятия бит из каналов с большими скоростями, или сочетаются оба процесса добавления/изъятия). Благодаря этому на выходе мультиплексора формируется синхронизированная цифровая последовательность. Информация о вставленных/изъятых битах передается по служебным каналам, формируемым отдельными битами в структуре фрейма. На последующих уровнях мультиплексирования эта схема повторяется, добавляя новые выравнивающие биты. Эти биты затем удаляются/добавляются при демультиплексировании на приемной стороне для восстановления исходной цифровой последовательности. Такой процесс передачи получил название плезиохронного (т.е. почти синхронного), а цифровые иерархии АС, ЯС и ЕС соответственно название плезиохронных цифровых иерархий -PDH.

Кроме синхронизации, на уровне мультиплексора второго порядка также происходит формирование фреймов и мультифреймов, которые позволяют структурировать последовательность в целом. Например, для канала Т2 (6312 кбит/с) длина фрейма равна 789 бит при естественном сохранении частоты повторения фрейма 8000 Гц. Мультифрейм соответствует 12 фреймам. Для канала Е2 (8448 кбит/с) длина фрейма равна 1056 бит, и также может быть использован мультифрейм из 12 фреймов [15]. Формирование фреймов и мультифреймов и их выравнивание особенно важно для локализации на приемной стороне каждого фрейма, что позволяет в свою очередь получить информацию о сигнализации и кодовых группах контролирующих избыточных кодов CRC и информацию служебного канала данных.

В АС используется два уровня мультиплексирования - 1.5->6 и б->45 плюс один возможный дополнительный 45->140 для сопряжения с ЕС. В ЯС используются три уровня мультиплексирования -1.5->6, 6->32 и 32->98 плюс один возможный дополнительный 32->140 для сопряжения с ЕС. В ЕС используются три уровня мультиплексирования - 2->8, 8->34 и 34-140.

Общая схема канала передачи с использованием технологии PDH даже в самом простом варианте топологии сети "точка - точка" на скорости 140 Мбит/с должна включать три уровня мультиплексирования на передающей стороне (для ЕС, например, 2->8, 8->34 и 34->140) и три уровня демультиплексирования на приемной стороне, что приводит к достаточно сложной аппаратурной реализации таких систем. Однако существенное удешевление цифровой аппаратуры за последнее десятилетие и использование оптоволоконных кабелей в качестве среды передачи PDH сигнала привели к тому, что системы цифровой телефонии с использованием технологии PDH получили значительное распространение. Эти системы позволили транспортировать большое количество каналов цифровой высококачественной телефонной связи. Например, один канал 140 Мбит/с эквивалентен 1920 (30х4х4х4=1920) каналам 64 кбит/с, которые в первую очередь использовались для передачи речи, но могут быть использованы, в частности, для передачи данных.

С использованием современных методов ИКМ (например дифференциальной ИКМ - ДИКМ) можно использовать скорость 32 кбит/с для передачи одного речевого канала, что приводит к схемам каналов Т1 или Е1, несущих 48 или 60 телефонных каналов [15]. Современная техника сжатия данных позволила последовательно увеличить эти показатели в 2 раза (16 кбит/с на речевой канал), затем в 4 раза (8 кбит/с на канал) и, наконец, благодаря использованию техники кодирования с линейным предсказанием по кодовой книге, в 5 раз (6.4 кбит/с на канал).

Более важным результатом этого развития, однако, с нашей точки зрения, стало то, что PDH системами стали пользоваться для передачи данных, и в первую очередь банковских транзакций, используя главным образом каналы 64 кбит/с с протоколом пакетной коммутации Х.25. Казалось, что от этого привлекательность новой технологии только выиграет за счет привлечения новой мощной группы пользователей. Однако этого не произошло. PDH технология продемонстрировала на этом этапе возросшего к ней интереса свою негибкость.



1.5.3. Недостатки плезиохронной цифровой иерархии

Суть основных недостатков PDH в том, что добавление выравнивающих бит делает невозможным идентификацию и вывод, например, потока 64 кбит/с или 2 Мбит/с, "зашитого" в поток 140 Мбит/с, без полного демультиплексирования или "расшивки" этого потока и удаления выравнивающих бит. Одно дело "гнать" поток междугородных или международных телефонных разговоров от одного телефонного узла к другому "сшивая" и "расшивая" их достаточно редко. Другое дело - связать несколько банков и/или их отделений с помощью PDH сети. В последнем случае часто приходится либо выводить поток 64 кбит/с или 2 Мбит/с из потока 140 Мбит/с, чтобы завести его, например, в отделение банка, либо наоборот выводить поток 64 кбит/с или 2 Мбит/с из банка для ввода его обратно в поток 140 Мбит/с. Осуществляя такой ввод/вывод, приходится проводить достаточно сложную операцию трехуровневого демультиплексирования ("расшивания") PDH сигнала с удалением/добавлением выравнивающих (на всех трех уровнях) бит и его последующего трехуровневого мультиплексирования ("сшивания") с добавлением новых выравнивающих бит.

Схема такой операции для одного пользователя (с потоком 2 Мбит/с) показана на рис.1-12. При наличии многих пользователей, требующих ввода/вывода исходных (например, 2 Мбит/с) потоков, для аппаратурной реализации сети требуется чрезмерно большое количество мультиплексоров, в результате эксплуатация сети становится экономически невыгодной.

Другое узкое место технологии PDH - слабые возможности в организации служебных каналов для целей контроля и управления потоком в сети и практически полное отсутствие средств маршрутизации низовых мультиплексированных потоков, что крайне важно для использования в сетях передачи данных. Обычно для целей последующей идентификации и сигнализации поток разбивается на группы тайм-слотов, или фреймы, из которых затем компонуются группы из нескольких фреймов или мультифреймы. Последние, давая возможность идентифицировать на приемной стороне отдельные фреймы, снабжаются дополнительными битами циклических помехоустойчивых кодов и используемых систем сигнализации [15]. Однако эти средства достаточно слабы, особенно на первых двух уровнях АС и ЯС иерархий. Например, мультифреймы Т1 позволяют формировать кроме сигнала синхронизации, кодовую группу кода CRC-6 (6 бит контрольного кода на 4632 бита - 24 фрейма) и служебный канал данных со скоростью 4 кбит/с, используемый, в частности, для посылки сигнала потери синхронизации фреймаLFA. Мультифреймы Т2 дают возможность формировать служебный канал той же емкости - 4 кбит/с и кодовую группу кода CRC-5 (5 бит контрольного кода на 3156 бит).

Рекомендация G.704 [15] вообще не предусматривает необходимые для нормальной маршрутизации заголовки. В связи с отсутствием специальных средств маршрутизации, при формировании PDH фреймов и мультифреймов увеличивается (при возрастании числа мультиплексирований и переключении потоков при маршрутизации) возможность ошибки в отслеживании "истории" текущих переключении, а значит увеличивается и возможность "потерять" сведения не только о текущем переключении, но и о его "истории" в целом, что приводит к нарушению схемы маршрутизации всего трафика.

Так, казалось бы существенное достоинство метода - небольшая "перегруженность заголовками" - на деле оборачивается еще одним серьезным недостатком, как только возникает необходимость в развитой маршрутизации, вызванная использованием сети PDH для передачи данных.



1.5.4. Синхронные иерархии SONET/SDH

Указанные недостатки PDH и желание их преодолеть привели к разработке в США еще одной иерархии - иерархии синхронной оптической сетиSONET, а в Европе аналогичной синхронной цифровой иерархии SDН, предложенными для использования на волоконно-оптических линиях связи (ВОЛС). Целью разработки была иерархия, которая позволила бы:

• вводить/выводить входные потоки без необходимости проводить их сборку/разборку (а значит иметь возможность определять положение каждого входного потока, составляющего общий поток);

• разработать новую структуру фреймов, позволяющую осуществлять не только развитую маршрутизацию, но и осуществлять в пределах иерархии управление сетями с топологией любой сложности;

• систематизировать иерархический ряд скоростей передачи и продолжить его (на перспективу) за пределы ряда PDH;

• разработать стандартные интерфейсы для облегчения стыковки оборудования.

Для достижения поставленных целей американскими разработчиками первоначально (начало 80-х годов) предлагалось:

- во-первых, использовать синхронную, а не асинхронную или плезиохронную схему передачи с побайтным не с побитным) чередованием при мультиплексировании;

- во-вторых, положить в основу иерархии SONET первичную скорость передачи ОС1 = 50.688 Мбит/с, основанную на использовании стандартного периода повторения фрейма 125 мкс, принимающего вид двумерной матрицы формата 3 х 264 байта (264х3х8х8000 = 50688000 бит/с), так как она позволяла продолжить американскую ветвь PDH иерархий, т.е. 1.5-6-45 Мбит/с, последний уровень которой, путем добавления необходимых заголовков, мог бы быть преобразован в первый уровень новой иерархии ОС1;

- в-третьих, включить в иерархию достаточное число (первоначально 48) уровней ОС1 - ОСn (в настоящее время она включает значительно больше уровней, см. ниже) и принять кратность последующих уровней иерархии равной номеру уровня, т.е. ОСЗ = ЗхОС1 = 3х50.688 = 152.064 Мбит/с;

- в-четвертых, использовать известную к тому времени технологию инкапсуляции данных, предложив технологию виртуальных контейнеров, их упаковки и транспортировки, дающую возможность загружать и переносить в них фреймы PDH иерархии со скоростями 1.5, 6, 45 Мбит/с;

- в-пятых, ориентировать иерархию на использование оптических (а не электрических) сред передачи сигнала.

В 1984-86 годах, рассмотрев ряд альтернатив, комитет Т1 (США) предложил использовать сигнал со скоростью передачи 50.688 Мбит/с в качестве основного синхронного транспортного сигнала STS-1, Однако, учитывая неудачу практического внедрения кросс-мультиплексирования существующих PDH иерархий, разработчики технологии SONET не могли не считаться с необходимостью облегчить процедуру взаимодействия американской и европейской PDH иерархий и не принять во внимание наличие стандартов СС1ТТ на цифровую иерархию, охватывающую диапазон скоростей 1.5

- 140 Мбит/с, а также аналогичной европейской разработки , названной SDH иерархией, или технологией SDH. В последней в качестве основного формата синхронного сигнала был принят синхронный транспортный модуль STM-1, имеющий скорость передачи 155.52 Мбит/с и позволяющий инкапсулировать все фреймы европейской PDH иерархии, в том числе фрейм Е4 (140 Мбит/с).

В результате комитетом SONET в последствие было принято мужественное решение - отказаться от внедрения ещё одной обособленной иерархии (т.е., собственно SONET) и разработать на ее основе новую синхронную цифровую иерархию, названную SONET/SDH, первый уровень которой ОС1 принимался равным 51.84 Мбит/с, что позволяло путем разработки развитой схемы мультиплексирования и кросс-мультиплексирования, предложить универсальный набор виртуальных контейнеров, позволяющий заключить в их оболочки все форматы фреймов стандартных уровней американской и европейской PDH иерархий.

Теперь синхронный транспортный модуль STM-1 (155.52 Мбит/с), предложенный для европейской версии SDH, с одной стороны, совпадал с новой скоростью SONET ОСЗ (51.84х3 = 155.52), а с другой - позволял включить в схему мультиплексирования максимальную скорость европейской PDH иерархии - 140 Мбит/с,

Совместные усилия в этом направлении привели к разработке и публикации в Синей книге в 1989 году трех основополагающих рекомендаций СС1ТТ (теперь ITU-T) по SDH - Rec. G.707, G.708 и G.709 [16-18], а также параллельной публикации организациями ANSI и Bellcore аналогичных стандартов для технологии SONET [34-42].

Синхронная цифровая иерархия SDH (СЦИ)





Добавить страницу в закладки ->
© Банк лекций Siblec.ru
Электронная техника, радиотехника и связь. Лекции для преподавателей и студентов. Формальные, технические, естественные, общественные и гуманитарные науки.

Новосибирск, Екатеринбург, Москва, Санкт-Петербург, Нижний Новгород, Ростов-на-Дону, Чебоксары.

E-mail: formyneeds@yandex.ru