2. Основные понятия и определения

2.1. Классификация усилителей в МСП. Основные свойства и особенности усилителей

2.2. Принцип усиления электрического сигнала

3. Основные технические показатели усилителей

3.1. Коэффициент усиления усилителя

3.2. Амплитудная характеристика и динамический диапазон усилителя. Помехи в усилителях

3.3. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики

3.4. Нелинейные искажения

3.5. Временные характеристики усилителя

4. Обратная связь и её влияние на параметры усилителя

4.1. Основные понятия и виды обратной связи в усилителях

4.2. Влияние обратной связи на коэффициент усиления по напряжению

4.3. Влияние отрицательной обратной связи на нестабильность усиления

4.4. Влияние ООС на нелинейные искажения и помехи

4.5. Влияние ООС на выходное и входное сопротивления усилителя

4.6. Влияние ООС на амплитудно-частотную характеристику усилителя

4.7. Устойчивость усилителей с обратной связью

5. Основные схемы каскадов на биполярных и полевых транзисторах

5.1. Общие сведения

5.2. Схема с эмиттерной стабилизацией

5.3. Схема с фиксированным током базы (ФТБ)

5.4. Схема с фиксированным напряжением

5.5. Схема с коллекторной стабилизацией

5.6. Особенности цепей питания и смещения в каскадах на полевых транзисторах

5.7. Коэффициенты усиления и частотные искажения в резистивно-емкостных каскадах

5.7.1. Свойства, эквивалентная схема RC – каскадов

5.7.2. Частотные искажения в области низких частот

5.7.3. Влияние разделительной емкости на искажения импульсных сигналов

5.7.4. Частотные искажения в области высоких частот

5.7.5. Влияние емкости СО на искажения импульсных сигналов

5.7.6. Область средних частот. Коэффициент усиления резистивно-емкостного каскада

6. Выходные каскады усилителя (ВКУ)

6.1. Основные особенности и качественные показатели ВКУ

6.2. Режимы работы усилительного элемента в выходных каскадах усиления

6.3. Однотактная трансформаторная схема на биполярном транзисторе

6.4. Построение выходных динамических характеристик

6.4.1. Динамическая (нагрузочная) характеристика по постоянному току

6.4.2. Динамическая характеристика по переменному току

7. Основные методы высокочастотной коррекции

7.1. Коррекция при помощи небольших индуктивностей

7.2. Коррекция частотно-зависимой ООС в цепи общего электрода

8. Каскады с эмиттерной и стоковой нагрузками

9. Непосредственные связи в усилителях

10. Основные особенности и принципы построения усилителей в интегральном исполнении

10.1. Общие сведения об усилителях ИМС

10.2. Схемные особенности операционных усилителей

10.3. Балансные (дифференциальные) каскады усиления с параллельным питанием

11. Общие сведения и основные показатели аналоговых перемножителей

12. Некоторые применения перемножителей

13. Краткий справочник по операционным усилителям

2. Основные понятия и определения

Многоканальные системы передачи (МСП) предназначены для одновременной и независимой передачи большого числа сигналов по одной физической цепи используются:

• Воздушная линия;
• Симметрический кабель;
• Коаксиальный кабель;
• Оптический кабель;
• Радиорелейная линия;

Чем больше сигналов (каналов) имеется в системе передачи, тем более она эффективна.

Различают передачу телевизионных сигналов, сигналов телефонии, передачу данных и др. Для передачи получателю сообщение преобразуется в сигнал: электрический, оптический, акустический. Сигнал должен однозначно отображать сообщение, чтобы на приёмной стороне можно было выделить его. Из множества сигналов наиболее подходящими для связи оказались электрические и оптические. В нашем курсе мы будем рассматривать электрические сигналы и вопросы схемотехники для них.

Структурную схему МСП модно предоставить рис. 2.1 (сообщение от источника к получателю передаётся в одном направлении):

Рис. 2.1. Структурная схема многоканальной системы передачи

ИС₁ – источник сообщения, первый; ППП_Р – первичный преобразователь передачи; ППП₁ – первичный преобразователь приёма; УС – усилительная станция; ПС – получатель сообщения; l_НОМ – участок линии связи номинальной длинны. Передающее устройство формирует и посылает в линию связи групповой сигнал S_ГР(t):

;

Принимаемый сигнал равен:

;

где n(t) – помеха. В общем случае принятый сигнал отличается от переданного ввиду искажений и помех, имеющих место в линии связи. Линия связи может быть проводной или равнолинией. При распространении электрический сигнал испытывает затухание (ослабляется) и искажается его форма. Для компенсации затухания через определённое число километров включаю усилительные станции (УС). Число таких станций при известной длине линии L и участке номинальной длинны l_НОМ равно:

Для электрических МСП – l_НОМ = 2 ÷ 20 км; для ВОСП – l_НОМ = 50 ÷100 км.   В цифровых системах передачи (ЦСП) применяют регенераторы: они позволяют компенсировать затухание и восстанавливать форму переданного сигнала. На структурных схемах усилительное устройство (или просто – усилитель) обозначается в виде четырёхполюсника:

Рис. 2.2. Усилитель как четырёхполюсник.

Как видно он имеет две пары входных клемм.

2.1. Классификация усилителей в МСП. Основные свойства и особенности усилителей

Усилители в МСП включаются последовательно (рис. 2.1) и поэтому неудовлетворительная работа хотя бы одного из них, приводит к отказу всей системы передачи (СП). Важнейшим требованием являются:

• Высокая надёжность;
• Стабильность характеристик каждого из них.

В зависимости от назначения усилители делятся:

Рис. 2.3. Классификация усилителей МСП

Для электрических сигналов наиболее важным являются групповые усилители. Они усиливают одновременно преобразованные сигналы большого числа каналов, т.е. группы каналов. Они включаются в промежуточных усилительных пунктах, а также в качестве оконечных усилителей на оконечных станциях. Ширина полосы частот усилителя зависит от числа каналов данной СП.

Индивидуальные усилители предназначены для усиления сигналов со сравнительно узкой полосой частот, передаваемых в одном телефонном канале.

Вспомогательные усилители используются для усиления токов контрольных, вызывных или несущих частот. Они являются усилителями одночастотных сигналов и выполняются как резонансные.

Оптические усилители используются в ВОСП. Характерной особенностью оптических усилителей является наличие активной среды и источника энергии накачки.

В полупроводниковых лазерных усилителях (ППЛУ) активной средой служит полупроводник, а в Эрбиевых и нелинейных волоконно–оптических усилителях (НВОУ) – оптическое волокно. В качестве источника накачки используется лазер. В оптических усилителях при усилении форма сигнала не изменяется. Более подробные сведения об этих типах усилителях можно найти в специальной литературе.

2.2. Принцип усиления электрического сигнала

Рассмотрим схему усилителя электрических сигналов. В общем виде схема имеет вид, представленный на рис. 2.4.

Рис. 2.4. Структурная схема усилителя

Усилитель имеет два входных зажима 1–1, к которым подключается источник усиливаемых колебаний с определённым значением ЭДС и внутренним сопротивлением. К выходным зажимам 2–2 подключается нагрузка с сопротивлением R_H. Для питания цепей усилительного элемента (УЭ) используется источник питания с ЭДС Е_П. усилитель потребляет мощность Р₀.

Процесс усиления заключается в пропорциональном изменение выходного напряжения или тока путём изменения управляемого состояния УЭ под действием входного тока или напряжения.

На рис. 2.5. представлены диаграммы изменения выходного тока и напряжения при усилении гармонического сигнала.

Рис. 2.5. Изменение выходного тока при усилении гармонического сигнала.

Р.Т. – рабочая точка

i₀ – постоянный ток, определяемый положением РТ.

Усиление зависит от крутизны УЭ:

Амплитудное значение выходного тока УЭ равно:

При усилении непрерывных сигналов требование к пропорциональности (линейности) изменения выходного тока i_ВЫХ (или напряжения U_ВЫХ) является чрезвычайно важным, т.к. определяет точность воспроизведения усиливаемых сигналов. Если ток I_ВЫХ будет изменяться непропорционально входному воздействию (U_ВХ или I_ВХ), то при синусоидальном входном сигнале форма выходного тока I_ВЫХ (или напряжения U_ВЫХ) будет отличаться от синусоидальной, т.е. возникнут искажения усиливаемого сигнала. Такие искажения называются нелинейными.

Обычно усилитель содержит предварительные каскады усиления (ПКУ) и выходной каскад усиления (ВКУ). Вместо нескольких каскадов предварительного усиления, использована одна интегральная микросхема (ИМС).

3. Основные технические показатели усилителей

3.1. Коэффициент усиления усилителя

Всякий усилитель имеет две пары входных клемм и его можно представить в виде четырёхполюсника связи рис. 2.2 и рис. 2.6:

Рис. 2.6. Усилитель как четырёхполюсник связи

Отношение выходного напряжения U_ВЫХ к входному напряжению принято называть коэффициентом усиления по напряжению:

где: ; φ_н = φ_н.вых – φ_н.вх — учитывает изменение фазы сигнала при усилении. Аналогично, коэффициент усиления по току К_Т равен:

;

φ_т = φ_т.вых – φ_т.вх — учитывает изменение фазы тока при усилении.

Выходной ток I_ВЫХ, как видно из рис. 2.6, равен:

Влияние выходного сопротивления усилителя учитывается с помощью коэффициента усиления по ЭДС (сквозной коэффициент усиления)

Сквозной коэффициент усиления можно определить и по другому:

;

где – коэффициент передачи входной цепи. Приведённые коэффициенты усиления по напряжению и току являются безразмерными величинами. Иногда используются величины:

и

Называется сопротивление передачи (Z_T) и крутизны (D) усилителя и имеющие размерность [Ом] и [См]. Усиление усилителя по мощности К_М равно:

;

В технике связи коэффициенты усиления обычно выражают в логарифмических единицах (децибелах) обозначая их соответственно:

3.2. Амплитудная характеристика и динамический диапазон усилителя. Помехи в усилителях

Амплитудной характеристикой усилителя называется зависимость U_ВЫХ = f (U_ВХ). Она имеет вид, показанный на рис. 2.7:

Рис. 2.7. Амплитудная характеристика усилителя

Как видно из рис. 2.7амплитудная характеристика имеет три участка: два нелинейных (I и III) и линейный участок (II). Первый участок обусловлен влиянием собственных помех усилителя, а третий – нелинейностью характеристик усилительных элементов. Рабочим участком является второй. Он позволяет определить минимальное U_{ВХ. min} и максимальное значение входного сигнала. Отношение входных напряжений определяет динамический диапазон усилителя:

;

По амплитудной характеристике можно найти напряжение собственных помех U_{ПОМ.ВЫХ} усилителя при U_ВХ = 0. Это напряжение представляет сумму напряжений собственных шумов усилительных элементов усилителя, напряжение тепловых шумов резисторов, наводок, пульсаций источника питания (питание от сети). Собственные помехи усилителя характеризуют часто коэффициентом шума:

[дБм]

где Р_{ПОМ.ВЫХ.ИД.} – мощность собственных помех на выходе усилителя, элементы которого обладают помехами теплового происхождения.

Угол наклона характеристики α характеризует усилительные свойства усилителя. При большом коэффициенте усиления амплитудная характеристика идёт круче (угол α больше).

3.3. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики

Коэффициент усиления и фаза любого усилителя зависят от частоты. Зависимость коэффициента усиления K(f) называется амплитудно-частотной характеристикой, а аргумента φ(f) фазо-частотной характеристикой. Их часто обозначают сокращенно: АЧХ и ФЧХ соответственно.

Форма сигнала после его усиления может быть сохранена в том случае, если усилитель является идеальным (т.е. не вносит искажений). Искажения будут отсутствовать, если в диапазоне частот, соответствующем спектру этого сигнала (от f_Н до f_В) АЧХ и ФЧХ будут иметь вид показанный на рис.2.8 и 2.9 соответственно.

В реальных усилителях эти условия обычно не выполняются. Отличие реальных характеристик от идеальных определяют амплитудно-частотные фазо-частотные искажения усилителя.

Рис. 2.10. Зависимость коэффициента усиления по напряжению от частоты

Количественно амплитудно-частотные искажения на любой частоте f_i определяются коэффициентом амплитудно-частотных искажений M_i (индекс i показывает частоту f_i):

;

Здесь К_Ф = К₀ – коэффициент усиления в области средних частот. Часто коэффициент амплитудно-частотных искажений определяют в логарифмических единицах:

М_i = 10^0,05·∆Si

В технике МСП часто используют усилители, частотные характеристики усиления которых имеют заданную форму, отличную от идеальной. В данном случае задаются допустимым отклонением коэффициента усиления реального усилителя от номинального значения на различных частотах рабочего диапазона. На рис. 2.11 показана заданная частотная характеристика (пунктирная линия) и характеристика реального усилителя (сплошная линия).

Рис. 2.11. АЧХ группового усилителя МСП ∆S – допустимые отклонения АЧХ

Во многих случаях допустимые фазо-частотными искажениями усилителя вообще не задаются, поскольку они не имеют значения. Чаще используют характеристику неравномерности группового времени распространения ∆t_ГР(f):

∆t_{ГР. i} = t_{ГР. i} – t_{ГР. МИН.}

Где t_{ГР. i} – абсолютное время задержки сигнала усилителем на данной частоте; t_{ГР. МИН.} – абсолютное время задержки, определённое на той частоте рабочего диапазона, усилителя, где оно минимально. Величина t_ГР(f) связана с ФЧХ уравнением:

Т.о. t_ГР(f) соответствует крутизне ФЧХ усилителя на данной частоте.

3.4. Нелинейные искажения

Элементы схемы усилителя в определённой степени зависят от воздействующего на них напряжения (тока) и, следовательно, обладают некоторой нелинейностью. Наиболее значительной нелинейностью обладают усилительные элементы, индуктивности и ферромагнитными сердечниками, трансформаторы. Нелинейность элементов схемы приводит к тому, что зависимость выходного напряжения усилителя от входного также становится нелинейной, рис. 2.12:

Рис. 2.12. Влияние нелинейности характеристик усилительного элемента на форму выходного сигнала.

В результате на выходе усилителя появляются спектральные составляющие, которые отсутствовали в исходном сигнале.

В многоканальной системе передачи нелинейность характеристик не только искажает передаваемую информацию, но вызывает дополнительные помехи, т.к. сигналы одних каналов могут образовывать спектральные составляющие, попадающие в полосу частот сигналов других каналов. Количественная оценка нелинейных искажений в усилителе производится с помощью коэффициента нелинейных искажений К_Г, равно:

;

где U1_Г, U_2Г, … , U_nГ – амплитуды напряжений 1, 2, … , n-й гармоник, возникающих на выходе усилителя при подаче на его вход синусоидального напряжения.

В технике МСП часто оценивают степень нелинейности по 2-ой и 3-ей гармоникам:

; ;

или в логарифмических единицах – затуханием нелинейности (в децибелах) по соответствующим гармоникам:

Установлено, что при возрастании уровня сигнала на выходе усилителя на ∆p:

затухание по i-ой гармонике уменьшается на величину (i – 1)·∆p, дБ:

На рис. 2.13 приведены зависимости затухания нелинейности по второй и третьей гармоникам от выходного уровня сигнала.

Рис. 2.13. Зависимость затухания нелинейности по второй и третьей гармоникам от выходного уровня сигнала

Отметим, что затухание A’_i2 справедливо лишь при малой нелинейности усилителя, т.е. до определённого значения Р_{ВЫХ. МАКС}. Нужно иметь ввиду, что основная доля нелинейных искажений возникает за счет выходного каскада усилителя, поэтому нелинейными искажениями за счет предварительных каскадов, обычно приобретают. Заметим, что величины А_2Г0 и А_3Г0 соответствуют выходной мощности Р_ВЫХ = 1 мВт.

3.5. Временные характеристики усилителя

При передачи импульсных сигналов в усилителях возникают искажения, обусловленные нестационарными (переходными) процессами из-за наличия в нём реактивных элементов (емкостей и индуктивностей). Для оценки этих искажений пользуются временными характеристиками: переходной и импульсной.

Переходной характеристикой h(t) усилителя называется зависимость мгновенного значения напряжения на его выходе от времени U_ВЫХ(t) при подаче на вход напряжения в виде единичной функции 1(t). Различают переходную характеристику для малых и больших времён. На рис. 2.14 приведена h(t) для малых времён.

Рис. 2.14. Зависимость выходного напряжения усилителя при подаче на вход единичной функции 1(t) в области малых времен

Характеристика для малых времён определяет вид искажений фронтов импульсного сигнала. Реальная переходная характеристика для малых времён чаще всего изменяется по закону экспоненты, рис. 2.14 а). Реже переходный процесс сопровождается колебательным процессом, рис.2.14 б). Меру искажения импульсного сигнала определяют по времени установления t_УСТ. Время в течение которого напряжение на выходе изменяется от 0,1 до 0,9 от установившегося значения:

t_УСТ = t₂ – t₁;

При колебательном процессе t_УСТ меньше, но при этом появляются дополнительные искажения в виде выброса δU_ВЫХ:

.

Отметим, что искажение фронтов заметны при усиление импульсов малой длительности. При усилении импульсов большой длительности важно знать – насколько долго усилитель может сохранять постоянное напряжение на выходе, после подачи на вход усилителя единичной функции 1(t), рис 2.15.

Рис. 2.15. Зависимость выходного напряжения усилителя при подаче на вход единичной функции 1(t) в области больших времен.

Реальная h(t) для больших времён чаще всего спадает плавно. Искажения оцениваются величиной спада:

Искажения импульсных и гармонических сигналов взаимосвязаны. Те и другие обусловлены реактивными элементами схем и инерционностью работы усилительных элементов. Поэтому эти искажения называются линейными.

4. Обратная связь и её влияние на параметры усилителя

4.1. Основные понятия и виды обратной связи в усилителях

Обратной связью называют связь между электрическими цепями, при которой часть энергии выходного сигнала передаётся на вход, т.е. из цепи с более высоком уровнем сигнала в цепи с более низким его уровнем. Обратная связь значительно влияет на свойства и характеристики усилителя, поэтому её часто вводят в усилитель (схему устройства) для изменения его свойств в нужном направление. Такая обратная связь называется внешней. Обратная связь может возникнуть и самопроизвольно, например, из-за физических особенностей усилительного элемента. Такая обратная связь называется внутренней обратной связью. Обратная связь возникающая из-за паразитных связей (емкостных, индуктивных и др.) называется паразитной.

Цепь обратной связи вместе с частью схемы усилителя, к которой она подключена, образует замкнутый контур, называемый петлёй обратной связи, рис. 4.1.

Рис. 4.1. Обратная связь в усилителе К – коэффициент усиления усилителя Β – коэффициент передачи цепи обратной связи.

При проектировании и конструировании радиоэлектронных схем принимают меры для ослабления или ликвидации внутренних и паразитных обратных связей. Если в усилителе имеется одна петля обратной связи, то связь называют однопетлёвой, если петель обратной связи несколько, связь называют многопетлёвой, рис. 4.2а и 4.2б.

Рис. 4.2. Виды обратной связи

а) Однопетлевая

б) Двухпетлёвая с независимыми петлями.

Отметим, если в петле обратной связи, охватывающей весь усилитель, имеются петли обратной связи, охватывающие отдельные каскады или части усилителя, их называют местными петлями обратной связи.

Существуют различные способы снятия энергии с выхода схемы и подачи её на вход схемы рис. 4.3 и 4.4. Если энергию сигнала снимают с выхода схемы параллельно нагрузке, рис. 4.3а, связь называется обратной связью по напряжению (или параллельной по выходу), т.к. при этом напряжение обратной связи прямо пропорционально выходному напряжению усилителя U_ВЫХ.

Рис. 4.3. Способы снятия сигнала обратной связи:

а) обратной связи по напряжению (параллельная обратная связь);

б) обратной связи по току (последовательная обратная связь);

в) смешанная (комбинированная) обратная связь

Если же сигнал обратной связи снимают с выхода последовательно с нагрузкой, рис.4.3б, связь называют обратной связью по току (или последовательной по выходу). В этом случае напряжение обратной связи прямо пропорционально току I_ВЫХ. В групповых усилителях многоканальных телекоммуникационных систем используется комбинация отмеченных выше способов, рис. 4.3а и 4.3б. Эта схема носит название комбинированной обратной связи по выходу, рис. 4.3в. Напряжение обратной связи в схеме 4.3в пропорционально двум составляющим: выходному напряжению U_СВ.Н и выходному току U_СВ.Т. Из рис. 4.3в легко видеть, что она представляет из себя мостовую схему.

По способу введения сигнала обратной связи во входную цепь усилителя различают:

• последовательную обратную связь, рис. 4.4а
• параллельную обратную связь, рис. 4.4б
• комбинированную обратную связь, рис. 4.4в

Рис. 4.4. Способы введения сигнала обратной связи

а) последовательная по входу обратная связь

б) параллельная по входу обратная связь

в) мостовая (комбинированная) по входу обратная связь

Из рис. 4.4в видно, что эта мостовая схема. Более подробные сведения можно найти в учебнике [1].

4.2. Влияние обратной связи на коэффициент усиления по напряжению

Для оценки влияния обратной связи на коэффициент усиления по напряжению, рассмотрим последовательный способ введения сигнала во входную цепь, рис. 4.5:

Рис. 4.5. Влияние обратной связи на коэффициент усиления

Предположим, что входное сопротивление усиливается Z_ВХ = ∞ (бесконечно велико). Как видно из рис. 4.5:

U_ВХ.ИСТ – U_ВХ.ОС + U_СВ = 0; (4.1)

Здесь U_ВХ.ОС – результирующий сигнал на входе усилителя. Из уравнения (4.1) следует:

U_ВХ.ОС = U_ВХ.ИСТ + U_СВ;

Выходное напряжение усилителя равно:

U_ВЫХ.ОС = К· U_ВХ.ОС; (4.2)

Как видно из уравнения (4.2) К не изменяется; но по отношению к сигналу источника U_ВХ.ИСТ, коэффициент усиления становится другим:

U_ВЫХ.ОС = К_ОС· U_ВХ.ИСТ; (4.3)

Левые части уравнений (4.2) и (4.3) равны, значит равны и правые. Тогда можно записать:

; (4.4)

т.е. коэффициент усиления при введении обратной связи изменяется пропорционально изменению входного сигнала. Величину F называют возвратной разностью. Учитывая, что:

U_ВХ.ИСТ = U_ВХ.ОС – U_СВ;

И с учетом (4.4), получим после подстановки:

; (4.5)

Комплексную величину Т называют возвратным отношением:

Таким образом, петлевой коэффициент усиления Т равен произведению коэффициентов передачи петли обратной связи.

Модуль величины | Т | показывает изменение сигнала при прохождении через цепь обратной связи. Если | F | > 1, то обратную связи называют отрицательной (ООС); если же | F | < 1, то положительной (ПОС).

При ООС коэффициент усиления усилителя с обратной связью уменьшается:

; (4.6)

а при ПОС – возрастает:

; (4.7)

В групповых усилителях МЭС применяют комбинированную глубокую ООС (F>>1); тогда из уравнения (4.6) следует:

; (4.8)

т.е. свойства усилителя с ООС определяются в основном цепью четырёхполюсника обратной связи. Это обстоятельство находит широкое применение на практике.

4.3. Влияние отрицательной обратной связи на нестабильность усиления

При работе усилителя его коэффициент усиления может изменяться вследствие изменения параметров усилительных элементов и деталей схемы. Кроме того, значительное влияние на коэффициенты усиления оказывают: старение усилительных элементов, деталей схемы, изменение температуры, влажности и др. Эти причины называются дестабилизирующими факторами.

Количественно изменение коэффициента усиления под влиянием дестабилизирующих факторов оценивают величину без обратной связи:

; (4.9)

где dK –дифференциал коэффициента усиления усилителя. Нестабильность усиления усилителя с обратной связью dq_СВ определяется:

; (4.10)

Подставляя в (4.10) выражение для К_ОС и продифференцировав – получаем для ООС:

;

Следовательно, ООС стабилизирует коэффициент усиления усилителя, уменьшая его нестабильность. При глубокой ООС (F>>1)

4.4. Влияние ООС на нелинейные искажения и помехи

В усилительных устройствах всегда возникают нелинейные искажения; кроме того, имеются помехи. Введение ООС уменьшает нелинейные искажения и помехи в глубину ООС раз [1]:

Следовательно, ООС уменьшает, а ПОС увеличивает помехи и искажения, возникающие в части усилителя, охваченный обратной связью.

В современных групповых усилителях требуется высокое затухание нелинейности (до 80 ÷ 90 дБ и выше). Достижение столь высоких значений невозможно без применения глубокой ООС.

4.5. Влияние ООС на выходное и входное сопротивления усилителя

Обратная связь изменяет выходное и входное сопротивления цепи, к которой оно подключен. Рассмотрим общий случай, т.е. комбинированного подключения четырёхполюсника обратной связи вначале к выходной цепи усилителя, а затем – входной цепи.

Выходное сопротивление усилителя без обратной связи равно:

;

где U_ВЫХ.ХХ – напряжение холостого хода, а I_ВЫХ.КЗ – ток короткого замыкания. Выходное сопротивление усилителя с обратной связью равно:

; (4.11)

здесь F_ВЫХ.КЗ глубина ООС на выходе усилителя в режиме короткого замыкания; F_ВЫХ.ХХ – глубина ООС на выходе усилителя в режиме холостого хода.

Формула (4.11) называется формулой Блекмана для выходной цепи. Из неё следуют частные случаи: 1) В схеме отсутствует ООС по напряжению; тогда F_ВЫХ.ХХ = 1, а Z_ВЫХ.ОС равно:

Z_ВЫХ.ОС = Z_ВЫХ. · F_ВЫХ.КЗ ;

Т.е при последовательном подключение четырёхполюсника обратной связи к выходу усилителя, его выходное сопротивление возрастает.

2) В схеме отсутствует ООС по току; тогда F_ВЫХ.КЗ = 1, а Z_ВЫХ.ОС равно: Z_ВЫХ.ОС = ;

Т.е при параллельном подключение четырёхполюсника обратной связи к выходу усилителя, его выходное сопротивление уменьшается.

Подбирая F_ВЫХ.ХХ и F_ВЫХ.КЗ можно всегда согласовать Z_ВЫХ. с нагрузкой. Это обстоятельство широко используется на практике.

Аналогично определяется входное сопротивление усилителя:

; (4.12)

Формула (4.12) называется формулой Блекмана для входной цепи. Аналогично, последовательное подключении цепи обратной связи ко входу усилителя увеличивает сопротивление:

Z_ВХ.ОС = Z_ВХ. · F_ВХ.КЗ ;

А при параллельном – уменьшает: ;

Регулировка глубины обратной связи в схемах групповых усилителей осуществляется элементами групповой схемы. Обычно для этих целей используется несимметричная дифференциальная схема [1].

4.6. Влияние ООС на амплитудно-частотную характеристику усилителя

Обратная связь, изменяя коэффициент усиления усилителя, изменяет его частотную, фазовую и переходную характеристики. Применительно к ООС, которая обычно используется в усилителе, различают частотно-независимую и частотно-зависимую обратные связи.

В случае частотно-независимой ООС можно получить коэффициент частотных искажений в виде [1]:

;

где М – коэффициент частотных искажений усилителя без обратной связи. При этом полоса частот усилителя расширяется, а коэффициент усиления усилителя, как было отмечено выше, уменьшается в глубину ООС раз.

В другом случае, частотно-зависимой ООС, можно получить желаемую АЧХ (ФЧХ и переходную характеристику), если применить глубокую ООС и зависимость β(f). Это свойство широко используется в групповых усилителях, в конструировании усилителей и устройств с заданными параметрами. Например, в линейных усилителях систем передачи с частотным разделением каналов (ЧРК), требуется АЧХ подъёмом в области ВЧ, рис. 4.6:

Рис. 4.6. Влияние частотно-зависимой ООС на коэффициент усиления усилителя

Такую характеристику можно реализовать, если напряжение обратной связи будет уменьшаться с ростом частоты.

4.7. Устойчивость усилителей с обратной связью

Усилители с ООС при определённых условиях могут самовозбуждаться, т.е. генерировать электрические колебания. Это свидетельствует о том, что усилитель прекращает свои функции по усилению электрических колебаний. При этом ООС превращается в ПОС. это происходит обычно за пределами рабочего диапазона частот из-за фазовых сдвигов в усилителе и в цепи обратной связи. Фаза как аргумент вектора петлевого коэффициента передачи Т изменяется:

Т = – β·К·е ^j∆φβК;

где величина ∆φ_βК определяется как сумма фазовых сдвигов в усилителе и в четырёхполюснике обратной связи:

∆φ_βК = ∆φ_К + ∆φ_β ; (4.13)

Уравнение (4.13) определяет дополнительный фазовый сдвиг к 180º между векторными источниками сигнала U_ВХ.ИСТ и U_ВХ.СВ., т.е. (180º + ∆φ_βК). Причиной изменения фазы являются реактивные элементы схемы, а на высоких частотах дополнительно инерционность работы усилительных элементов.

При ООС и ПОС величина Т является действительной:

F_ООС = 1 + Т_ООС > 1;

F_ПОС = 1 – Т_ПОС < 1;

Пока Т_ПОС < 1, усилитель не возбуждается, хотя ООС превращается в ПОС, т.е. она оказывается ещё недостаточно глубокой для самовозбуждения. Генерация наступает при:

Т_ПОС = 1;

и коэффициент усиления с обратной связью будет иметь бесконечно большое значение:

;

Практически усилитель возбуждается на низких и высоких частотах при:

Т_ПОС ≥ 1 и φ_βК= 180º + ∆φ_βК

Для оценки устойчивости усилителя с обратной связью используются различные критерии. Наиболее приемлемым оказался критерий Найквиста, который заключается в следующем: “Если точка с координатами (–1;0) лежит внутри годографа вектора β К для диапазона частот от 0 до ∞, то система неустойчива, рис. 4.7а; если же точка (–1;0) лежит вне указанного годографа, система устойчива, рис. 4.7б”

Рис. 4.7. Диаграммы Найквиста для неустойчивого а) и устойчивого усилителей б) с обратной связью.

Для повышения устойчивости усилителей разработаны методы, суть которых сводится к следующему.

1. В усилителе с обратной связью следует охватить как можно меньше число каскадов, т.к. это уменьшает сдвиг фаз петли обратной связи
2. Применять в охваченных обратной связью каскадах схемы межкаскадовой связи, дающие малые фазовые сдвиги.
3. При проектировании усилителей задаются допустимой степенью приближения годографа Т к критической точке; эта степень получала название запаса устойчивости усилителя. Различают запас устойчивости по модулю “X”

X = – 20lg |T_X| при arg T_X = π; и запас устойчивости по фазе “Y”;

π_Y = π – arg T при |T_X| = 1

Для групповых усилителей, имеющих глубокую ООС принимают запасы устойчивости: по модулю 3n дБ, а по фазе 0,175 рад (10n град.), где n – число усилительных каскадов.

5. Основные схемы каскадов на биполярных и полевых транзисторах

5.1. Общие сведения

В настоящее время в усилительной технике наиболее хорошо используются биполярные (БТ) и полевые (ПТ) транзисторы. Для построения усилителей используются ИМС. При этом ИМС при определённых условиях можно рассматривать в целом как некоторый самостоятельный своеобразный усилительный элемент (прибор).

В цепях питания усилительных элементов (УЭ) обычно протекают переменные токи и постоянные составляющее токов. Режим работы УЭ при отсутствии сигнала на его входе называют режимом по постоянному току.

Рис. 5.1. Цепи питания электродов биполярного транзистора для схемы с общим эмиттером.

На рис. 5.1. показаны цепи питания БТ для случая, когда напряжение (ток) смещения (i_Б0) создаётся отдельным источником питания Е_СМ. Резистор R_СМ в данной схеме является ограничивающим величину тока базы (смещения) i_Б0. В выходной электрод включен второй, основной источник питания Е_П. С помощью резистора R_К обеспечивается необходимый режим работы транзистора.

Для данной схемы напряжение коллектор-эмиттер U_КЭ (U_К0) будет равно:

U_К0 = Е_П – i_К0·R_К ;

в цепи эмиттера протекает сумма токов i_Б0 и i_К0:

i_Э0 = i_Б0 + i_К0.

Ёмкость С_Р является разделительной. Для расчета используют семейство статических характеристик, рис. 5.2:

Рис. 5.2. Семейство входных а) и выходных б) статических характеристик для схемы с общим эмитером

Р.Т. – рабочая точка.

Использовать два источника питания для маломощных каскадов усиления нерационально. Поэтому практические схемы обычно имеют один источник питания Е_П, а смещение и стабилизацию обеспечивают с помощью специальных цепей, называемых цепями смещения и стабилизации. Для этой же цели разработаны специальные схемы, к рассмотрению которых мы перейдём.

5.2. Схема с эмиттерной стабилизацией

Схема эмиттерной стабилизацией (ЭС) имеет три сопротивления: R'_Б, R"_Б и R_Э. индексы отражают названия электродов, к которым подключены эти сопротивления, рис. 5.3:

Рис. 5.3. Схема эмиттерной стабилизации, транзистор включен по схеме с ОЭ.

Элементы одного каскада условно отделены от другого пунктирными линиями. Нагрузкой каскада может быть аналогичный каскад; тогда вместо R_H будем указывать R_ВХ.СЛ – входное сопротивление следующего каскада.

Известно, что для БТ характерным является наличие заметного входного тока i_ВХ.0 = i_Б0, как было отмечено выше через сопротивление R_Э приходит сумма токов: i_Э0 = i_Б0 + i_К0. отпирающее напряжение смещения (между базой и эмиттером) U_СМ = U_Б0 должно быть положительным для транзистора n-p-n, а для транзистора p-n-p – отрицательным:

U_Б0 = [U_R"Б – U_RЭ] = i_ДЕЛ ·R"_Б – i_Э0 ·R_Э = [i_ДЕЛ ·R"_Б – (i_K0 – i_Б0)]; (5.1)

Должно выполняться условие:

|U_R"Б| > |U_RЭ|;

Здесь R'_Б и R"_Б – делитель напряжения в цепи базы. Для БТ при расчетах иногда удобнее использовать вместо напряжения U_Б0, ток смещения i_Б0. Эти величины однозначно связаны входной характеристикой, рис. 5.2а.

Данная схема обеспечивает не только необходимое смещение для транзистора, но и стабилизирует положение РТ при действии дестабилизирующих факторов (температуры, нестабильности источника питания, старения элементов схемы, разброса параметров транзистора и др.). Например, при увеличении тока i_К0 величина U_Б0 уменьшается, в управлении (5.1) и наоборот. Это стабилизирует положение РТ и можно сказать является результатом введения ООС. Напряжение обратной связи создаётся на сопротивлении R_Э:

U_СВ = ∆i_K0· R_Э. (5.2)

где ∆i_K0 – изменение тока коллектора. С увеличением R_Э возрастает U_СВ и её глубина:

; (5.3)

здесь – эквивалентное сопротивление делителя; h_21Э – статический коэффициент усиления по току БТ в схеме с общим эмиттером; R_ВХ.Э – входное сопротивление транзистора в схеме с общим эмиттером. Из уравнения (5.2) видно, что с увеличение R_Э возрастает U_СВ и её глубина, уравнение (5.3). Напряжение ООС подаётся на вход транзистора через сопротивление делителя R'_Б и R"_Б. Чем меньше эти сопротивления, тем эффективнее работает данная схема, тем лучше стабилизация режима. Однако выбирать очень малыми сопротивления в цепи базы нельзя, т.к. эти сопротивления шунтируют вход УЭ и уменьшают передаваемое на вход напряжение сигнала. Данная схема является одной из самых эффективных схем, используемых в радиоэлектронике.

5.3. Схема с фиксированным током базы (ФТБ)

Если в схеме с ЭС положить R_Э = 0 и R"_Б = ∞, то схема упрощается, рис. 5.4:

Рис. 5.4. – Схема с фиксированным током базы

Для этой схемы по закону Кирхгофа:

Е_П = i_Б0·R_Б + U_Б0;

Откуда видно, что ток смещения (ток базы i_Б0) равен:

;

т.к. Е_П > U_Б0. В этой схеме ток смещения практически не зависит от параметров транзистора.

5.4. Схема с фиксированным напряжением

В этой схеме R_Э = 0, рис.5.5:

Рис. 5.5. Схема с фиксированным напряжением смещения.

Транзистор включен по схеме с ОЭ.

Необходимое напряжение смещения в этой схеме обеспечивается с помощью делителя R'_Б и R"_Б. Из рис. 5.5 следует:

Е_П = i_ДЕЛ·R"_Б + (i_ДЕЛ + i_Б0)·R'_Б;

Решая это уравнение относительно i_ДЕЛ, получаем:

;

Тогда напряжение смещения U_Б0 равно:

;

Учитывая, что i_Б0·R'_Б << Е_П, в расчетах пользуются более простой формулой:

;

Заметим, что данная схема не обладает стабилизацией режима работы.

5.5. Схема с коллекторной стабилизацией

В схеме с коллекторной стабилизацией в цепи эмиттера отсутствует сопротивление: R_Э = 0, рис. 5.6, а вход схемы и выход соединяются сопротивлением R_Б.

Рис. 5.6. Схема с коллекторной стабилизацией

Ток смещения в этой схеме равен:

;

и уменьшается при увеличении (изменение – в общем случае). В этом проявляется ООС; по способу снятия и введения это параллельная ООС. Глубина этой обратной связи равна:

; (5.4)

Данная схема отличается простотой, обеспечивает стабилизацию режима до 30°С, но имеет существенный недостаток – вследствие ООС по переменному току через сопротивление R_Б, малый коэффициент усиления. Для этого в цепи базы включают RC – фильтр, устраняющий ООС по переменному току.

5.6. Особенности цепей питания и смещения в каскадах на полевых транзисторах

В режимах усиления ПТ могут работать без входных токов и поэтому рассматриваются как приборы, управляемые напряжением: R_УПР = R_З затвора. Это является основным их отличаем от БТ. Такие условия работы обеспечиваются при подаче на входной электрод определённого по знаку напряжения смещения. Рабочая точка выбирается на наиболее крутом и линейном участке характеристики подачей противоположного (по сравнению E_П и U₀) по знаку напряжения смещения. Обычная схема резистивных каскадов на ПТ аналогична схеме каскада на БТ, рис. 5.7.

Рис. 5.7. Схема резистивного каскада на ПТ

Элементом связи является резистор R_С. Для получения нужного по знаку и величине смещения при использование ПТ с p-n переходом в цепь истока включается резистор R_И, на котором постоянная составляющая выходного тока i_С создаёт напряжение, равное необходимому смещению:

U_З0 = i_C0·R_И

При этом резистор R_З соединяет управляющий электрод (затвор) с общей для входа и выхода заземленной точкой. Небольшие токи утечки на этом резисторе не должны создавать заметного напряжения:

i_УТ·R_З ≈ 0;

т.е. величина R_З должна быть ограничена и указывается в справочнике для используемого ПТ. Током утечки i_УТ для ПТ является обратный ток запертого p-n перехода затвор-канал. Резистор в цепи истока шунтируют большей ёмкостью С_И.

В рассматриваемой схеме можно увеличить стабильность, если ввести ООС по постоянному току путём включения делителя в цепь затвора (пунктир, рис. 5.7) Для ПТ с изолированным затвором и встроенным каналом, работающих в режиме обеднения, схема цепей питания имеет вид, показанный на рис.5.7 (без R′_З). При работе ПТ в режиме обогащения, а также для ПТ с индуцированным каналом могут быть использованы схемы, аналогичные БТ, рассмотренных выше.

5.7. Коэффициенты усиления и частотные искажения в резистивно-емкостных каскадах

5.7.1. Свойства, эквивалентная схема RC – каскадов

Резистивно-емкостные каскады усиления обычно используются в схемах предварительных усилителей. Они обладают следующими достоинствами: простотой, малыми размерами и весом, хорошей АЧХ и переходной характеристикой. Для резисторных каскадов предварительного усиления пригодны любые маломощные усилительные элементы с высоким коэффициентом усиления, на рис. 5.8 показана схема двухкаскадного усилителя с резистивно-емкостной связью.

Рис. 5.8. Принципиальная схема двухкаскадного усилителя с резистивно-емкостной связью.

При расчете усилителей используют эквивалентные схемы соответствующих каскадов. Различают эквивалентные схемы для широкой полосы частот, для низких и высоких частот, для средних частот. На рис.5.9 показана эквивалентная схема резистивного каскада для широкой полосы частот, соответствующая схеме, заключенной между пунктирными линиями рис. 5.8.

Рис. 5.9. Эквивалентная схема резистивного каскада для широкой полосы частот на БТ

На рис. 5.9 обозначено: R_ВЫХ.Э – выходное сопротивление транзистора; С_ВЫХ – выходная ёмкость; R_К – сопротивление в цепи коллектора; R_Б′.СЛ и R_Б″.СЛ – делитель в цепи базы следующего транзистора; С_М – ёмкость монтажа (~ 5 пФ для печатного монтажа); r_{Б'Б. СЛ} и r_{Б'Э. СЛ} – сопротивление переходов следующего транзистора; С_{Б′Э.ДИН.СЛ} – динамическая ёмкость эмиттерного перехода.

Аналогично можно представить в виде эквивалентной схемы для широкой полосы частот резистивный каскада на ПТ, схемы на рис. 5.7, указанном выше.

Рис. 5.10. Эквивалентная схема резистивного каскада для широкой полосы частот на ПТ.

На рис. 5.10 обозначено: R_i – внутреннее сопротивление ПТ; С_ВЫХ – выходная ёмкость УЭ; R_С – сопротивление в цепи стока; R_З.СЛ (R_Н) – сопротивление в цепи затвора (нагрузка) следующего каскада; С_М – ёмкость монтажа; С_{ВХ.ДИН.СЛ} – динамическая ёмкость Следующего УЭ (ёмкость нагрузки).

Представленные эквивалентные схемы можно существенно упростить, если объединить параллельно включенные резисторы и ёмкости, выполнив соответствующие преобразования. Параллельно включенные ёмкости С_ВЫХ, С_М и С_{ВЫ.ДИН.СЛ} (С_Н) можно объединить в одну ёмкость С_О:

С_О = С_ВЫХ + С_М + С_{ВХ.ДИН.СЛ} (С_Н).

Для БТ величиной r_{Б'Б. СЛ} можно пренебречь, тогда:

С_{Б′Э.ДИН.СЛ} >> С_ВЫХ + С_М.

и обычно С_О ≈ С_{Б′Э.ДИН.СЛ}. заметим, что влияние этой ёмкости проявляется в области ВЧ. Входная динамическая ёмкость содержит входную С_ВХ и проходную емкости С_ПР. Тогда

С_ВХ.ДИН. = С_ВХ + С_ПР(1+К);

проходная емкость и С_ПР связывает входную цепь с входной и через нее осуществляется местная параллельная ООС.

Влияние реактивных элементов на параметры каскада рассматривают обычно раздельно: элементы схем не влияющие на показатели каскада исключают из рассмотрения. Рассматривают области НЧ, ВЧ и средних частот.

5.7.2. Частотные искажения в области низких частот

В области НЧ влияют:

• Разделительные ёмкости С_Р;
• Ёмкости в цепи эмиттера, истока: С_Э, С_И.
• Ёмкости фильтров С_Ф.

Выбором достаточно больших значений емкостей можно исключить их влияние, но при этом их габариты окажутся неприемлемыми. Эквивалентная схема резистивного каскада для области НЧ имеет вид:

Данная схема справедлива для каскадов на БТ и ПТ. В расчетах нужно иметь ввиду: а) для БТ:

U_ЭН = SU_ВХ·R_ЭН

б) для ПТ: R_ВХ.СЛ = R_З.СЛ; если используется делитель в цепи затвора следующего каскада, то:

U_ЭН = SU_ВХ·R_ЭН

Аналогичное рассмотрение можно провести для разделительной ёмкости на входе первого каскада:

R_ВХ1 –входное сопротивление первого каскада.

Из эквивалентной схемы для области НЧ резистивного каскада видно, что С_Р включено последовательно в цепь нагрузки. На низких частотах на этой емкость теряется часть выходного сигнала и как следствие, возникают частотные искажения. Для оценки частотных искажений используют отмеченные выше коэффициенты частотных искажений М_НР и М_НР.ВХ. При этом полагают, что U_ЭН(U_ИСТ) = const. Согласно определению величина М_НР равна

.

На средних частотах С_Р не влияет, тогда:

.

На НЧ, с учетом заметного влияния С_Р имеем:

;

где τ_НР = СР·(R_ЭН + R_ВХ.СЛ) – постоянная времени цепи. Подставляя найденные величины U_ВЫХ.СР и U_ВЫХ.НЧ в исходную формулу МНР, получаем после несложных преобразований:

или относимый коэффициент усиления Y:

Выражение Y является уравнением АЧХ резистивного каскада. В зависимости от величины τ_НР можно получить различные зависимости Y=f(ω), рис. 5.11:

Рис. 5.11. АЧХ резистивного каскада при различных постоянных времени τ_НР.

Как видно из выражений М_НР и Y частотные искажения и вид АЧХ в области НЧ в резистивном каскаде зависят от емкости С_Р и сопротивления (R_ЭН+R_ВХ.СЛ).

Фазочастотная характеристика (ФЧХ) резистивного каскада зависит также от величины τ_НР. Можно получить, аналогично, уравнения ФЧХ [1];

.

Обычно при расчете резистивного каскада величина частотных искажений М_НР бывает задана и требуется определить значение емкости С_Р, при котором реализуются эти искажения:

;

Из этого выражения следует, что чем меньше М_НР или ниже частота, тем больше должна быть С_Р.

5.7.3. Влияние разделительной емкости на искажения импульсных сигналов

При недостаточно большой С_Р появляется спад плоской вершины импульсов. Этот вид искажений наиболее ярко проявляется для импульсов большой длительности. Переходной процесс в RC – цепочке определяется соотношением:

Эквивалентная схема каскада имеет вид показанный выше для области НЧ. При появление импульса С_Р заряжается током заряда по закону экспоненты. Временные диаграммы показаны ниже:

Спад плоской вершины характеризуется величиной:

Если τ_НР >> τ_И, что часто выполняется, то:

.

Тогда искажения оцениваются в процентах:

Напомним, что τ_И – длительность импульсного сигнала.

5.7.4. Частотные искажения в области высоких частот

В области ВЧ помимо инерционности самих УЭ могут оказывать влияние монтажные емкости схемы и междуэлектродные емкости. Эквивалентная схема для области ВЧ получается исключением из общей эквивалентной схемы, рис. 5.9, конденсатора С_Р и объединения параллельно включенных элементов:

Здесь С_О = С_ВЫХ + С_М + С_{ВХ.ДИН.СЛ}, а эквивалентное сопротивление равно: а) для БТ:

:

;

б) для ПТ:

– сопротивление нагрузки по переменному току.

На ВЧ емкость СО уменьшает выходное напряжение, т.е. ведёт к возникновению частотных искажений. Для определения величины частотных искажений используют коэффициент частотных искажений в области ВЧ:

где U_ВЫХ.СР = Sd·U_ВХ·R_ЭВ – выходное напряжение на средних частотах. На ВЧ выходное напряжение равно U_ВЫХ.ВЧ = Sd∙U_ВХ·Z_ЭВ. Здесь Z_ЭВ эквивалентное сопротивление в области ВЧ:

τ_B = C_O R_ЭВ – постоянная времени в области ВЧ. Тогда М_В равно:

Относительный коэффициент усиления Y равен:

.

Вид АЧХ в области ВЧ в резистивном каскаде зависит от величины емкости C_O и сопротивления R_ЭВ. Из уравнения Y видно, что с увеличением С_О или R_ЭВ частотные искажения возрастают:

ФЧХ в области ВЧ, по аналогии с областью НЧ, может быть записана:

tg φ = – ωτ_B.

Откуда:

φ = arctg (– ωτ_B) = –arctg ωτ_B.

Отрицательное значение фазового сдвига свидетельствует о том, что на ВЧ выходное напряжение отстаёт от входного.

5.7.5. Влияние емкости С_О на искажения импульсных сигналов

При импульсной форме сигнала на входе каскада, выходное напряжение устанавливается не сразу – растёт экспоненциально вследствие заряда С_О:

Выходное напряжение зависит от времени:

(5.4)

Полагая в уравнение (5.4) t = t₁, и t = t₂ можно получить:

t_УСТ = 2,2·τ_B.

Полученные формулы справедливы для каскадов выполненных на БТ и ПТ.

5.7.6. Область средних частот. Коэффициент усиления резистивно-емкостного каскада

а) Биполярный транзистор

Исключив из полной эквивалентной схемы резистивного каскада элементы не влияющие на АЧХ в области средних частот С_О и С_Р получается следующая эквивалентная схема.

В этой схеме R_ЭВ равно:

;

R_ВХ.Э.СЛ = r_{Б′ Б.СЛ}+ r_{Б′ Э.СЛ} – входное сопротивление транзистора следующего каскада. По определению коэффициент усиления по напряжению:

;

величина выходного напряжения равна:

U_ВЫХ = S·U_ВХ·R_ЭВ = I_ВЫХ.КЗ·R_ЭВ (5.5)

С учетом уравнения (5.5) коэффициент усиления равен:

;

Влияние R_ВЫХ.Э на коэффициент усиления учитывается динамическим значением крутизны:

(5.6)

где – динамическая крутизна. Видно Sd < S; если R_ВЫХ.Э >> R_H~ то Sd = S. Коэффициент усиления по току каскадов на БТ равен для схемы с ОЭ:

т.к. h_22Э·R_H~ << 1 – почти всегда выполняется. Можно получить коэффициент усиления по напряжению, зная К_ТЭ:

; (5.7)

В практических расчетах используют формулы (5.6) или (5.7) в зависимости от известных величин. б) Полевой транзистор Эквивалентная схема аналогична вышеприведенной для БТ. Однако, в расчетах следует учитывать, что R_ЭВ равно:

где .

Для каскадов на ПТ определяет только коэффициент усиления по напряжению:

Если R_i< >> R_H~, то

6. Выходные каскады усилителя (ВКУ)

6.1. Основные особенности и качественные показатели ВКУ

Назначение ВКУ – обеспечить при заданном сопротивление нагрузки требуемый уровень сигнала. Если нагрузка активная, то ВКУ должен обеспечить необходимую мощность сигнала:

Если же нагрузка реактивная, например, С_Н, то необходимое выходное U_ВЫХ. Требуемый уровень выходного сигнала должен обеспечиваться при допустимых линейных и нелинейных искажениях, а также при возможности меньшем потреблением энергии источника питания. Для получается максимальной отдаваемой мощности УЭ должен работать в оптимальных условиях и иметь оптимальное сопротивления нагрузки:

;

Поскольку ВКУ работает при больших уровнях сигнала, то он создаёт основные нелинейные искажения усилителя, т.е. ВКУ работает в режиме “больших сигналов”.

ВКУ потребляет основную мощность источника питания, и экономичность является одной из основных характеристик:

где P₀ = E_П·i₀ – потребляемая мощность. КПД можно представить и в другом виде:

(6.1)

i₀ = I_CP – среднее значение тока; в режиме класса А равное току в РТ. – коэффициент использования усилительного элемента по току; – коэффициент использования усилительного элемента по напряжению; – коэффициент использования источника питания. Уравнение (6.1) показывает, что КПД зависит от коэффициентов использования усилительного элемента и его режима работы.

6.2. Режимы работы усилительного элемента в выходных каскадах усиления

УЭ в ВКУ работают в режиме класса “А” или “В”. Для режима класса “А” РТ выбирается на середине линейного участка УЭ. Этот режим чаще используются в предварительных каскадах усиления и при жестких требованиях к нелинейным искажениям и в ВКУ, в частности усилителях МСП.

для этого режима:

и КПД равен:

Практически η_ВКУ.А ≈ 30%, причем величины ψ_А, ξ_А и η_ВКУ.А зависят от уровня сигнала.

Режим класса “В” характеризуется более сложной схемой, т.к. используется не менее двух УЭ; УЭ работают поочерёдно, а РТ выбирается на оси управляющих напряжений. Этот режим характеризуется также высоким КПД до 78,5% и большими нелинейными искажениями, по сравнению с режимом класса “А”.

6.3. Однотактная трансформаторная схема на биполярном транзисторе

Данная схема применяется обычно в ВКУ групповых усилителей и работают в режиме класса “А”. В выходной цепи включается трансформатор. Он служит элементом связи выхода усилителя с нагрузкой, рис. 6.1:

Рис. 6.1. ВКУ на биполярном транзисторе.

Заметим, что трансформатор используется как элемент связи и на входе групповых усилителей. Трансформаторная схема ВКУ имеет два основных преимущества:

• • Позволяет заданное сопротивление нагрузки преобразовать к оптимальному значению УЭ;
  • Позволяет повысить КПД ВКУ, т.к. малые потери в выходной цепи; для схемы, приведенной на рис. 6.1

U_K0 = E_П –i_K0·R_H= ≈ E_П –i_K0·R_Э.

Здесь R_H= = R_Э + r₁ ≈ R_Э, т.к. r₁ << R_Э. R_H= – сопротивление нагрузки по постоянному току; r₁ – активное сопротивление первичной обмотки трансформатора.

К недостаткам трансформаторного каскада относится:

• Большие размеры, масса и стоимость;
• Сравнительно узкая полоса рабочих частот;
• Невозможность выполнения усилителя по интегральной технологии.

При использование БТ коэффициент использования ξ = ψ и согласование обеспечивается при:

Поскольку входное сопротивление трансформатора равно:

то ;

откуда n_ОПТ равно: ; Выбор транзистора для ВКУ производится по частоте f_h21Э ≥ 3·f_В и допустимой мощности рассеивания на коллекторной переходе:

Для усилителей МСП обычно ξ = ψ = 0,5 ÷ 0,7. Это позволяет получить малые нелинейные искажения (большое затухание нелинейности).

Эквивалентная схема трансформатора для широкой полосы частот имеет следующий вид:

Эта схема учитывает влияние всех реактивных элементов. Здесь обозначено: С′_ТР = С_ТР·n² – эквивалентная емкость трансформатора; – пересчитанное к первичной обмотке сопротивление нагрузки; L₁ – индуктивность холостого хода; L_S1 и L_S2 – индуктивность рассеивания первичной и вторичной обмоток; r₁ и r₂ – активные сопротивления первичной и вторичной обмоток; ; ; r_C – сопротивление потери стали сердечника трансформатора. У малогабаритных трансформаторов С_ТР = (15÷40) пФ, средних размеров (40÷150) пФ.

В зависимости от области частот проявляется влияние тех или иных элементов схемы. Для области НЧ L_S1, L′_S2 и C′_TP не влияют и можно исключить из эквивалентной схемы. В области НЧ влияет индуктивность холостого хода L₁. В области ВЧ влияет L_S1, L′_S2 и C′_TP; при этом индуктивность холостого хода L₁ не влияет на частотные искажения.

6.4. Построение выходных динамических характеристик

6.4.1. Динамическая (нагрузочная) характеристика по постоянному току

Нагрузочная характеристика по постоянному току определяется уравнением цепи, по которой проходит постоянная составляющая выходного тока. Она необходима для расчета элементов, обеспечивающих режим работы усилительного элемента:

R_H= – сумма резисторов в выходной цепи. Для построения нагрузочной прямой по постоянному току используют систему уравнений:

В рабочей точке i_ВЫХ = i₀, U_ВЫХ = U₀. Система уравнений (*) решается графически. На семействе выходных характеристик строим уравнения прямой по двум точкам, рис. 6.2.:

1) i_ВЫХ1 = 0, тогда U_ВЫХ1 = Е_П; .

2) U_ВЫХ2 = 0, тогда ;

Рис. 6.2. Выходная динамическая характеристика.

Положение РТ на нагрузочной прямой определяется напряжением смещения (током смещения). В практических расчетах для выбранной РТ выбирают либо Е_П:

Е_П = U₀ + i₀∙R_H=

Либо рассчитывают :

;

например, в резистивных предварительных каскадах усиления с эмиттерной стабилизацией:

R_H= = R_Э + R_K;

В трансформаторных ВКУ:

R_H= =R_Э + r₁ ≈ R_Э;

Т.к. r₁ очень небольшое.

6.4.2. Динамическая характеристика по переменному току

Динамическая характеристика по переменному току связывает мгновенные значения тока и напряжения при усилении сигнала

Уравнение нагрузочной прямой по переменному току можно записать:

U_ВЫХ – U₀ = – (i_ВЫХ– i₀)∙R_H~.

Строится нагрузочная прямая по двум точкам: 1) i_ВЫХ3 = 0, тогда U_ВЫХ3 = U₀ + i₀∙R_H~ 2) Положение рабочей точки. Угол наклона нагрузочной примой равен:

Чем больше величина R_H~, тем положе идёт нагрузочная прямая. Следует иметь ввиду, что в резистивных каскадах динамическая характеристика всегда круче, чем нагрузочная прямая по постоянному току, т.к.

R_H= = R_K + R_Э.

Всегда больше . Для трансформаторных каскадах положение динамической характеристики зависит от:

Динамическая характеристика позволяет произвести расчет усилительного каскада по переменному току (определить уровень входного и выходного каскадов, отдаваемую УЭ мощность, КПД и др).

Отдаваемая УЭ мощность равна:

Используя нагрузочную прямую по переменному току можно определить коэффициент нелинейных искажений. Для этого строится сквозная динамическая характеристика [1].

7. Основные методы высокочастотной коррекции

7.1. Коррекция при помощи небольших индуктивностей

Для расширения полосы частот усаливаемых частот применяют различные схемы коррекции АЧХ усилителей. Особенно это важно при построение широкополосных усилителей, к которым можно отнести и групповые усилители. Особенно это важно для области ВЧ. В этом разделе мы рассмотрим несколько схем коррекции, получивших название схем высокочастотной коррекции (ВЧ–коррекции).

Широкое применение получили схемы с ВЧ–коррекцией при помощи небольших индуктивностей, включаемых в выходную цепь УЭ. Схемы отличаются простой и сравнительно высокой эффективностью.

Схема параллельной ВЧ–коррекции индуктивностью приведена на рис. 6.3а, а её эквивалентная схема на рис. 6.3б. Наибольшей эффективностью эта схема обладает при выполнение условий:

R_H >> R_C и R_i >> R_C

Эти условия легко выполняются в усилителях на ПТ, а также в каскадах на БТ, работающих на высокоомную нагрузку.

а)

б)

Рис. 6.3. Схема резистивного каскада с ВЧ–коррекцией индуктивностью а); и эквивалентная схема б).

Коррекция АЧХ при включении корректирующей индуктивности L_КОР осуществляется благодаря увеличению сопротивления коллекторной цепи для области ВЧ. L_КОР совместно с С_О = С_ВЫХ + С_М + С_Н образует параллельный резонансный контур, нагружающий каскад. На резонансной частоте контура нагрузкой УЭ будет не просто резистор R_C, а эквивалентное сопротивление контура: R_OC = ρ∙Q_ЭКВ, где – характеристическое сопротивление контура; Q_ЭКВ – эквивалентная добротность контура.

Это соотношение на ВЧ получается более высоким, чем R_C, зашунтированное С_О. По этой причине увеличивается сопротивление нагрузки выходной цепи УЭ в области ВЧ, расширяется полоса частот пропускания каскада и АЧХ в области ВЧ.

параметр коррекции:

.

При а = 0 – коррекция отсутствует; при а = 0,414 – получается наилучшая АЧХ (без подъёма). Это значение принимается за критическое; при a > 0,414 – наблюдается подъём АЧХ.

При а = 0,414 для частотных искажений 3 дБ (Y = 0,707) выигрываем в площади усиления равен 1,72 раза. Заметим что, добавление L_KOP улучшает и переходную характеристику каскада в области малых времен.

Последовательная ВЧ–коррекция индуктивностью заключается в последовательном включение с нагрузкой R_Н корректирующей катушки L_КОР. Эта катушка делит С_О на две части C_O1 и C_O2, образуя П–образный фильтр. Такой фильтр пропускает более широкую полосу, чем простой контур. Установлено, что оптимальное деление С_О на две части происходит при C_O1:C_O2 = 1:3 или 3:1.

7.2. Коррекция частотно-зависимой ООС в цепи общего электрода

Схема наиболее широкого применения в каскадах на БТ. Это связанно с низкоомной нагрузкой каскада, если следующий каскад также выполнен на БТ. Наиболее широко применяется эмиттерная коррекция, при которой используется ООС в эмиттерной цепи с помощью цепочек R_Э.КОР C_Э.КОР, рис 6.4.

Рис. 6.4. Схема каскада на БТ с коррекцией ООС в цепи общего электрода (эмиттера)

Для выполнения этого вида коррекции необходимо выполнить условия:

С_Э.КОР << С'_Э

R_Э.КОР + С'_Э = R_Э

Благодаря С_Э.КОР R_Э.КОР создаётся в цепи эмиттера последовательная ООС по току с глубиной:

F_ПОСЛ~ = 1 + S_CКВ∙Z_Э.КОР (6.2)

Где (6.3)

Из уравнения (6.2) и (6.3) видно, что глубина этой ООС зависит от частоты. Емкость С_КОР выбирается такой величины, чтобы в области НЧ и средних частот в схеме существовала ООС. На рис. 6.5. показана АЧХ усилителя с такой ООС.

Рис. 6.5. АЧХ усилителя с частотно-зависимой ООС в цепи эмиттера.

Конденсатор С'_Э большёй ёмкости шунтирует С'_Э по переменному току на всех рабочих частотах и ООС не возникает. При наличии цепочки С_Э.КОР R_Э.КОР создаётся глубокая ООС, которая уменьшает усиление каскада в области средних частот и НЧ. На частотах, где усиление каскада снижается из-за влияния С_О, ООС через С_Э.КОР R_Э.КОР ослабляется, усиление растёт и компенсирует АЧХ в области ВЧ. Выигрыш в площади усиления составляет (1,5÷1,7) раза, аналогично простой высококачественной коррекции индуктивностью. Наличие ООС дополнительно снижает нелинейные искажения и повышает стабильность параметров схемы.

8. Каскады с эмиттерной и стоковой нагрузками

В технике усиления электрических сигналов получили широкое применение каскады, в которых нагрузка включается в цепь эмиттера (БТ) или в цепь стока (ПТ). Иначе эти каскады называются соответственно каскадом с общим коллектором и общим стоком, рис. 8.1а) и б).

Рис. 8.1. – схема с общим коллектором а) и общим стоком б)

В схеме на БТ R_Э R'_Б и R''_Б обеспечивают необходимое смещение и стабилизацию режима. Постоянная составляющая выходного тока проходит через транзистор и R_Э. Переменная составляющая – разветвляется через R_Э, R_Н т.е.:

и величина сигнала на выходе каскада с нагрузкой в цепи эмиттера будет почти такой же, как и на входе. Фаза входного и выходного сигналов совпадают. В схеме 100% ООС, которая снижает все виды искажений. Т.о., сигналы совпадают не только по величине но и по форме. По этой причине каскады называют повторителями. ООС в повторителях по напряжению и последовательная по входу.

Входное сопротивление в каскаде на БТ:

R_BX.K = R_ВХ.ОС = R_ВХ.Э + R_H~(1 + h_21Э).

А выходное сопротивление: . В каскаде на ПТ соответственно:

R_ВХ.ОС = R_З∙(1 + К);

Sd – динамическая нагрузка. Рассматриваемые каскады часто используются как согласующие.

9. Непосредственные связи в усилителях

Непосредственные или гальванические связи используются:

• При усилении медленно меняющихся сигналов;

• В ИМС, где использование разделительных емкостей неприемлемо с технологической точки зрения;

• Между отдельными каскадами на дискретных элементах, когда желательно уменьшить частотные искажения и фазовые сдвиги на НЧ или улучшить температурную стабилизацию.

АЧХ усилителя с непосредственной связью (НС) имеет вид, представленный на рис. 9.1:

Рис. 9.1. АЧХ усилителя с непосредственной связью (НС)

Из рисунка видно, что в области НЧ коэффициент усиления по напряжению не меняется. Граничная частота в области ВЧ f_B, в зависимости от его назначения, выбирается также, как и в усилителе переменного тока. Схема двухкаскадного усилителя с НС приведена на рис. 9.2.

Рис. 9.2. Принципиальная схема двухкаскадного усилителя с непосредственной связью.

Обычно в таких усилителях С_Э не включают, чтобы не изменять АЧХ, ФЧХ и переходную характеристику. В целях межкаскадовой связи, для обеспечения необходимого смещения во втором каскаде, необходимо выполнить условие:

U_K01 + U_RЭ1 = + U_RЭ2

Откуда следует:

U_RЭ2 = (U_K01 + U_RЭ1) – U_Б02 ≈ U_K01 + U_RЭ1 (9.1)

Т.к. U_Б02 имеет небольшое значение.

Из уравнения (9.1) ясно, что на резисторе U_RЭ2 для обеспечения необходимого смещения U_Б02, должно выделяться значительное напряжение; это неприемлемо с точки зрения коэффициента усиления, т.к. надо снижать величину резистора R_K2. для преодоления этого недостатка в цепь межкаскадной связи включают любо делитель, что не рационально, либо стабилитрон. Более эффективным оказалось использование схемы с транзисторами различной проводимости

10. Основные особенности и принципы построения усилителей в интегральном исполнении

10.1. Общие сведения об усилителях ИМС

Радиоэлектронная аппаратура выполнена на ИМС отличается высокой надёжностью, малым весом и габаритами, незначительном потреблением мощности. ИМС разрабатываются и выпускаются как универсальный прибор и может быть использован при разработке различных схем: генератора, усилителя преобразователя частоты и др. Современные ИМС классифицируют по различным признакам :

• Технологии изготовления;
• По применению;
• По виду выполняемых функций;
• По числу содержащихся в её корпусе элементов.

Каждая ИМС имеет своё обозначение. Например: К157УД2 – двухканальный операционный усилитель универсального назначения; К – микросхема широкого применения; 1 – группа; 57 – номер разработки данной серии; У – подгруппа; Д – функциональное назначение; 2 – условный номер в данной разработке.

10.2. Схемные особенности операционных усилителей

Большёй класс выпускаемых ИМС составляют операционные усилители (ОУ). Структурная схема ОУ содержит несколько каскадов, обычно 2 или 3. На рис. 10.1 показанная структурная схема ОУ состоящая из трёх каскадов.

Рис. 10.1. Структурная схема ОУ состоящая из трёх каскадов.

ДК – дифференциальный каскад усиления; ПКУ – предварительный каскад усиления; ВКУ – выходной каскад усиления;

ДК – предназначен для согласования ОУ с источником сигнала и подавлением синфазных помех. ПКУ – обеспечивает основное усиление ИМС. ВКУ – согласование с нагрузкой ОУ. В качестве выходного каскада обычно используются схемы повторителей, рассмотренные выше.

В ОУ всегда применяется ООС, что позволяет существенно улучшить качественные показатели ИМС.

10.3. Балансные (дифференциальные) каскады усиления с параллельным питанием

Дифференциальные каскады усиления ОУ выполняются по двухтактным схемам, имеют два входа: вход 1 и вход 2, на рис. 10.2.

Рис. 10.2. Схема дифференциального каскада ОУ.

Особенность дифференциальных каскадов (ДК) – симметрия относительно линии АБ. Это означает, что транзисторы, элементы схемы и др. параметры каскадов должны быть одинаковыми (h_21Э=h_21Э; I_КБ01= I_КБ02 и др.). Выходное напряжение U_ВЫХ.Д снимается между коллекторами VT1 и VT2. Такую схему называют симметричным входом и симметричным выходом. Для уменьшения дрейфа нуля используется принцип баланса моста. Плечи моста образованные резисторами R_K1 = R_K2 = R_K и выходными цепями транзисторов VT1 и VT2. Если схема полностью симметрична, то при е_ИСТ = 0 выходное напряжение U_ВЫХ.Д = 0. Если действует синфазная помеха (изменение температуры, напряжение источника питания, наводки и др), то U_ВЫХ.Д = 0. При действии противофазных сигналов:

U_ВЫХ.Д = К_Д∙ (U_ВХ1 – U_ВХ2)=К_Д∙U_ВХ.Д

Т.е. выходное напряжение не зависит от абсолютного значения напряжения входных сигналов, а определяется их разностью. Резистор R_Э емкостью С_Э не шунтируется, а возникающая местная ООС дополнительно уменьшает синфазную помеху. Коэффициент ослабления синфазной помехи равен:

,

где .

Для подавления синфазной помехи необходимо увеличивать R_Э. Однако увеличение R_Э приводит к нерациональному использованию источника питания и нагреву ИМС. Выход был найден путём замены резистора R_Э транзистором. При этом сопротивление по постоянному току небольшое, а по переменному оказывается большим.

11. Общие сведения и основные показатели аналоговых перемножителей

В технике обработки электрических сигналов часто применяются перемножители:

• При выполнении различных математических операций электронными средствами;

• Модуляторах и демодуляторах систем передачи;

• Преобразователях частоты различных устройств;

• Системах управления и др.

Любой перемножитель имеет два входа: “X” и “Y” и один выход. Выходное напряжение перемножителя равно: UВ_ЫХ = К∙U_X∙U_Y Где К – масштабный коэффициент перемножения, характеризует усиление и имеет размерность ().

Современные аналоговые перемножители реализуются на ИМС. Наиболее подходящими оказались ОУ. Перемножаемые сигналы могут быть как положительными, так и отрицательными. Поэтому рассматривают плоскость входных–выходных напряжений ОУ:

Для выбора положения РТ перемножителя, необходимо знать небольшое постоянное напряжение смещения: Е_СМ. Максимальное выходное напряжение, которое можно получить на выходе ОУ равно ± 10В. Перемножитель, способный работать в любом из четырёх квадратов, называется четырёхквадратным. Он пригоден для входных напряжений любого знака (любой полярности).

Большинство параметров перемножителей идентично параметрам ОУ, но имеются и свои параметры, характерные только для перемножителей. Отметим эти параметры:

1) Относительная погрешность перемножителей ε:

Здесь U_{ВЫХ.ФАКТ} – фактическая величина выходного напряжения; U_{ВЫХ.РАСЧ} –рассчитанное выходное напряжение. 2) Нелинейность перемножения по входу “Х” –N_X и входу “Y” – N_Y:

Данный параметр характеризует нелинейные искажения при прохождение переменного напряжения с данного входа. 3) Остаточное напряжение по входу “Х” и входу “Y” – U_{ВХ.ОСТ.X} и U_ВХОСТ.Y. для современных ОУ U_ВХ.ОСТ ≤ 150 мВ. Для устранения этого напряжения на вход ОУ подают небольшое постоянное напряжение. Обычно перемножив в современной технике связи конструируют на ДК с управляемым усилением. Схемы довольно сложны и здесь они не приводятся.

12. Некоторые применения перемножителей

На основе аналогового перемножителя можно выполнить различные схемы по обработке аналоговых сигналов. В качестве иллюстрации приведены некоторые из них. Квадратор, выполняется на ИМС типа 525ПС2. В этой схеме U_ВЫХ = K∙U²_ВХ. Устройство извлечения квадратного корня:

Квадратор включается в цепь ООС инвертирующего ОУ. При идеальном ОУ токи через R₂ и R₁ равны между собой (R_ВХ.Д ≈ ∞). Тогда:

Откуда

где К – масштабный коэффициент. Устройство АРУ Аналоговый перемножитель можно использовать в устройстве АРУ:

При этом регулируемое переменное напряжение подаётся на один вход перемножителя, а постоянное регулирующее U_РЕГ – на другой – вход “Y”.   Список литературы

1. Мурадян А.Г. и др. Усилительные устройства, –М: Связь
2. Остапенко Г.С. Усилительные устройства, –М: Радио и связь.
3. Павлов В.Н., Ногин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств –М: Горячая линия – Телеком.

13. Краткий справочник по операционным усилителям

Операционный усилитель 140УД26

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К140УД26 – широкополосный прецизионный операционный усилитель со сверхнизким значением входного напряжения шума, высоким коэффициентом усиления напряжения. Внутренняя частотная коррекция отсутствует. Предназначен для построения малошумящих широкополосных схем с большим коэффициентом усиления.

ТИПОНОМИНАЛЫ К140УД26А/Б/В КР140УД26А/Б/В/Г ОСОБЕННОСТИ - Малое напряжение смещения - Широкий диапазон напряжений питания - Частота единичного усиления……………20 МГц - Высокая скорость нарастания……………11 В/мкс - Высокий коэффициент усиления…………1 млн. - Низкая спектральная плотность шума……5,5 нВ/

Операционный усилитель 140УД25

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К140УД25 - прецизионный усилитель со сверхнизким значением входного напряжения шума, внутренней частотной коррекцией и высоким коэффициентом усиления напряжения. Предназначен для построения малошумящих широкополосных схем с большим коэффициентом усиления.

ТИПОНОМИНАЛЫ К140УД25А/Б/В КР140УД25А/Б/В/Г ОСОБЕННОСТИ - Малое напряжение смещения - Широкий диапазон напряжений питания - Высокий коэффициент усиления…………1 млн. - Частота единичного усиления…………….3 МГц - Скорость нарастания……………………….1,7 В/мкс - Низкая спектральная плотность шума……5,5 нВ/

Операционный усилитель 140УД23

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К140УД23 – операционный усилитель с хорошо согласованной парой полевых транзисторов на входе, большой частотой единичного усиления, внутренней частотной коррекцией и высокой скоростью нарастания выходного напряжения. Может использоваться для построения широкополосных устройств.

ТИПОНОМИНАЛЫ К140УД23 К140УД23А ОСОБЕННОСТИ - Входной каскад на полевых транзисторах - Широкий диапазон напряжений питания - Напряжение смещения……………………10 мВ - Малые входные токи ………..……………0,2 нА - Высокая скорость нарастания……………30 В/мкс - Частота единичного усиления……………10 МГц

Операционный усилитель 140УД22

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К140УД22 – операционный усилитель с хорошо согласованной парой полевых транзисторов на входе, большой частотой единичного усиления, внутренней частотной коррекцией и высокой скоростью нарастания выходного напряжения. Может использоваться для построения широкополосных устройств.

ТИПОНОМИНАЛЫ К140УД22 К140УД22А КР140УД22 КР140УД22А К140УД2201 К140УД2201А ОСОБЕННОСТИ - Входной каскад на полевых транзисторах - Широкий диапазон напряжений питания - Напряжение смещения……………………10 мВ - Скорость нарастания………………………7,5 В/мкс - Малые входные токи ………..……………0,2 нА

Операционный усилитель 140УД18

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К140УД18 – операционный усилитель общего применения с хорошо согласованной парой полевых транзисторов на входе. Имеет малые входные токи и весьма низкое напряжение смещения, а также внутреннюю частотную коррекцию и небольшой ток потребления.

ТИПОНОМИНАЛ КР140УД18 ОСОБЕННОСТИ - Входной каскад на полевых транзисторах - Малые входные токи - Широкий диапазон напряжений питания - Напряжение смещения……………………10 мВ

Операционный усилитель 574УД3

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К574УД3 – операционный усилитель с хорошо согласованной парой полевых транзисторов на входе. Обладает большой частотой единичного усиления, малыми входными токами и весьма низким напряжением смещения. Внутренняя частотная коррекция отсутствует. Предназначен для построения широкополосных схем.

ТИПОНОМИНАЛЫ К574УД3 КР574УД3А/Б/В 574УД3 ОСОБЕННОСТИ - Входной каскад на полевых транзисторах - Малые входные токи ………..……………0,3 нА - Высокая скорость нарастания……………50 В/мкс - Частота единичного усиления……………15 МГц - Время установления……………………….2 мкс

Операционный усилитель 140УД26

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К140УД26 – широкополосный прецизионный операционный усилитель со сверхнизким значением входного напряжения шума, высоким коэффициентом усиления напряжения. Внутренняя частотная коррекция отсутствует. Предназначен для построения малошумящих широкополосных схем с большим коэффициентом усиления.

ТИПОНОМИНАЛЫ К140УД26А/Б/В КР140УД26А/Б/В/Г ОСОБЕННОСТИ - Малое напряжение смещения - Широкий диапазон напряжений питания - Частота единичного усиления……………20 МГц - Высокая скорость нарастания……………11 В/мкс - Высокий коэффициент усиления…………1 млн. - Низкая спектральная плотность шума……5,5 нВ/

Сдвоенный операционный усилитель 157УД3

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К157УД3 – сдвоенный малошумящий операционный усилитель. Внутренняя частотная коррекция отсутствует. Предназначен для стереофонической аппаратуры магнитной записи и воспроизведения.

ТИПОНОМИНАЛ

К157УД3

ОСОБЕННОСТИ

- Два усилителя в одном корпусе

- Защита выхода от короткого замыкания

- Широкий диапазон напряжений питания

- Минимальное сопротивление нагрузки……….200 Ом

- Напряжение шумов, приведенное ко входу

в звуковой полосе частот……………………….2 мкВ

Операционный усилитель 140УД25

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К140УД25 - прецизионный усилитель со сверхнизким значением входного напряжения шума, внутренней частотной коррекцией и высоким коэффициентом усиления напряжения. Предназначен для построения малошумящих широкополосных схем с большим коэффициентом усиления.

ТИПОНОМИНАЛЫ К140УД25А/Б/В КР140УД25А/Б/В/Г ОСОБЕННОСТИ - Малое напряжение смещения - Широкий диапазон напряжений питания - Высокий коэффициент усиления…………1 млн. - Частота единичного усиления…………….3 МГц - Скорость нарастания……………………….1,7 В/мкс - Низкая спектральная плотность шума……5,5 нВ/

Операционный усилитель 140УД23

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К140УД23 – операционный усилитель с хорошо согласованной парой полевых транзисторов на входе, большой частотой единичного усиления, внутренней частотной коррекцией и высокой скоростью нарастания выходного напряжения. Может использоваться для построения широкополосных устройств.

ТИПОНОМИНАЛЫ К140УД23 К140УД23А ОСОБЕННОСТИ - Входной каскад на полевых транзисторах - Широкий диапазон напряжений питания - Напряжение смещения……………………10 мВ - Малые входные токи ………..……………0,2 нА - Высокая скорость нарастания……………30 В/мкс - Частота единичного усиления……………10 МГц

Операционный усилитель 140УД22

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К140УД22 – операционный усилитель с хорошо согласованной парой полевых транзисторов на входе, большой частотой единичного усиления, внутренней частотной коррекцией и высокой скоростью нарастания выходного напряжения. Может использоваться для построения широкополосных устройств.

ТИПОНОМИНАЛЫ К140УД22 К140УД22А КР140УД22 КР140УД22А К140УД2201 К140УД2201А ОСОБЕННОСТИ - Входной каскад на полевых транзисторах - Широкий диапазон напряжений питания - Напряжение смещения……………………10 мВ - Скорость нарастания………………………7,5 В/мкс - Малые входные токи ………..……………0,2 нА

Операционный усилитель 140УД18

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К140УД18 – операционный усилитель общего применения с хорошо согласованной парой полевых транзисторов на входе. Имеет малые входные токи и весьма низкое напряжение смещения, а также внутреннюю частотную коррекцию и небольшой ток потребления.

ТИПОНОМИНАЛ КР140УД18 ОСОБЕННОСТИ - Входной каскад на полевых транзисторах - Малые входные токи - Широкий диапазон напряжений питания - Напряжение смещения……………………10 мВ

Операционный усилитель 574УД3

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К574УД3 – операционный усилитель с хорошо согласованной парой полевых транзисторов на входе. Обладает большой частотой единичного усиления, малыми входными токами и весьма низким напряжением смещения. Внутренняя частотная коррекция отсутствует. Предназначен для построения широкополосных схем.

ТИПОНОМИНАЛЫ К574УД3 КР574УД3А/Б/В 574УД3 ОСОБЕННОСТИ - Входной каскад на полевых транзисторах - Малые входные токи ………..……………0,3 нА - Высокая скорость нарастания……………50 В/мкс - Частота единичного усиления……………15 МГц - Время установления……………………….2 мкс

Сдвоенный операционный усилитель 157УД3

ОБЩЕЕ ОПИСАНИЕ

К157УД3 – сдвоенный малошумящий операционный усилитель. Внутренняя частотная коррекция отсутствует. Предназначен для стереофонической аппаратуры магнитной записи и воспроизведения.

ТИПОНОМИНАЛ

К157УД3

ОСОБЕННОСТИ

- Два усилителя в одном корпусе

- Защита выхода от короткого замыкания

- Широкий диапазон напряжений питания

- Минимальное сопротивление нагрузки……….200 Ом

- Напряжение шумов, приведенное ко входу

в звуковой полосе частот……………………….2 мкВ