5.1. Особенности и преимущества однополосного сигнала

5.2. Особенности высокочастотного тракта однополосных передатчиков

5.3. Формирование однополосного сигнала

5.4. Энергетические показатели усилителей мощности однополосного сигнала

5.5. Расчет мощностей рассеяния на электродах лампы усилителя мощности однополосного сигнала

5.6. Принципы расчета усилителей мощности однополосного сигнала

5.1. Особенности и преимущества однополосного сигнала

Как мы видели, основным недостатком амплитудной модуляции (АМ) являются чрезвычайно низкие экономические показатели. Из формулы (3.1) и рис.3.2б видно, что при АМ несущая частота никакой информации не содержит, её амплитуда остаётся постоянной при модуляции и без неё, а вся информация о передаваемом сигнале (его частота W и уровень, который характеризует величина m) заключена в боковых полосах.

При ОМ передают одну из боковых полос, например, верхнюю:

i_в= cos(w₀+W) , (5.1)

а колебания несущей частоты w₀ и второй боковой (w-W) в передатчике подавляют. Для воспроизведения сигнала информации колебания несущей частоты восстанавливают в приемнике. В выражении (5.1) множитель m не является коэффициентом модуляции в обычном смысле, здесь m характеризует уровень громкости. Следовательно, однополосный сигнал при модуляции синусоидальным сигналом частоты W представляет собой синусоидальные колебания, амплитуда которых пропорциональна амплитуде модулирующего сигнала, а частота отличается от несущей w₀ на величину его частоты W.

Огибающая однополосного сигнала не воспроизводит форму сигнала информации, как это имеет место при АМ. Так, при модуляции сигналом одной частоты огибающая представляет собой прямую линию. При модуляции суммой колебаний двух частот вида:

u_W = U_W1cosW₁t +U_W2cosW₂t

колебания с АМ описываются выражением:

u_AM = U_w[1 + m₁cosW₁t + m₂cosW₂t ]cosw₀t ,

а верхняя боковая полоса - выражением:

u_бок= ,

где

m₁= и m₂ =.

После несложных тригонометрических преобразований этот однополосный сигнал можно представить формулой:

u_бок = × cos [w₀t+j(t)] , (5.2)

здесь

j(t ) = W₁t + аrctg , (5.3)

где

k = .

Из (5.2) и (5.3) видно, что при ОМ, в отличие от амплитудной и угловой модуляций, изменяются оба параметра высокочастотных колебаний – и амплитуда, и фаза, поэтому радиосигнал с ОМ можно рассматривать как колебания с амплитудно-фазовой модуляцией, хотя их полоса равна полосе модулирующего сигнала, то есть она вдвое уже полосы радиосигнала с АМ, что является большим преимуществом ОМ, так как позволяет в полосе частот, предназначенной для АМ, разместить большее число действующих каналов связи.

При модуляции спектром частот (W₁ -W_n ) однополосный сигнал (5.1) представляет собой ряд независимых колебаний высоких частот :

w₁ = w₀+W₁ , w₂ = w₀+W_{2 ,} ¼ ¼ ¼ w_n = w₀+W _n . Tаким образом, здесь спектр модулирующих частот транспонируется в область высоких частот (то есть каждая из модулирующих частот становится выше на величину несущей частоты w₀). Энергетические показатели передачи на одной боковой полосе намного лучше, чем при АМ; расчеты показывают, что эквивалентный выигрыш в мощности при переходе от АМ к одноканальной ОМ с подавленной несущей может составить от 9 до 12дБ (т.е. в 8-16 раз). Это объясняется многими обстоятельствами, главными из которых являются следующие.

1. Переход на ОМ при линейном детектировании в приёмнике даёт выигрыш по напряжению (или по току) в 2 раза, что эквивалентно увеличению мощности передатчика 4 раза.

2. Переход на ОМ позволяет уменьшить полосу пропускания приёмника в 2 раза, снизив тем самым отношение сигнал/помеха. Это даёт выигрыш по напряжению в раз, что эквивалентно выигрышу по мощности в два раза.

3. В передатчиках с ОМ потребление мощности приблизительно на 25% меньше, чем при АМ.

4. Из-за особенностей распространения коротких волн при АМ на месте приема нарушаются фазовые соотношения между несущей и боковыми, что приводит к уменьшению напряжения звуковой частоты в раз. При ОМ этот эффект отсутствует, что даёт дополнительный выигрыш по мощности, а также повышает помехоустойчивость по сравнению с АМ. Ширина спектра однополосного сигнала практически равна ширине спектра сигнала информации, то есть он вдвое уже, чем при амплитудной модуляции и намного уже, чем при ЧМ. Благодаря этому в одном и том же диапазоне частот можно увеличить число действующих каналов радиосвязи.

5.2. Особенности высокочастотного тракта однополосных передатчиков

Осуществление системы с ОМ сопряжено с немалыми трудностями, главными из которых являются, во-первых, необходимость в высокой стабильности частоты несущей передатчика и частоты гетеродина приёмника, восстанавливающего эту несущую при детектировании однополосного сигнала, и, во-вторых, высокие требования к линейности усилителя мощности однополосного сигнала. Последнее обусловлено тем, что однополосный сигнал формируют на малом уровне мощности, после чего его усиливают до требуемого уровня мощности. В отличие от АМ в отсутствие сигнала информации однополосный сигнал на входе усилителя отсутствует. В процессе передачи его уровень меняется, и только при максимальной громкости он достигает пикового значения. Наибольшие трудности связаны с обеспечением линейного усиления однополосного сигнала малого уровня, когда используется нижняя часть модуляционной характеристики. При недостаточной линейности усилителя мощности появляются нелинейные (комбинационные) искажения, при этом не только искажается передаваемый сигнал, но и расширяется спектр однополосного сигнала. Причинами этих искажений являются:

• нелинейность статических и динамических характеристик генераторных ламп:
• нелинейность входного сопротивления ламп при работе с сеточными токами;
• паразитные амплитудная и фазовая модуляции сигнала, которые возникают из-за изменений входной динамической ёмкости и комплексного входного сопротивления ламп на высоких частотах при изменении уровня сигнала; и др.

Главным образом уровень комбинационных искажений зависит от формы модуляционной (колебательной) характеристики, т.е. от характера зависимости первой гармоники анодного тока I_a1 от амплитуды переменного напряжения U_gm на входе лампы усилителя мощности,. Если эта характеристика нелинейна, то при модуляции несколькими частотами в спектре усиленного сигнала появляются новые, нежелательные, составляющие, непосредственно прилегающие к полезным составляющим спектра. Происхождение комбинационных искажений можно пояснить следующим образом. Если на входе лампы, характеристика которой аппроксимирована полиномом 5-ой степени вида:

i_a= a₀ +a₁ e +a₂e² + a₃e³ + a₄e⁴ + a₅e⁵ , ( 5.4 )

действует напряжения двух частот, w₁= w₀+W₁ и w₂ = w₀ +W₂ , где w₀ – частота несущей, а W₁ и W₂ – низкие частоты сигнала, то после подстановки в (5.4) напряжения e = U₁cosw₁t +U₂cosw₂t и несложных тригонометрических преобразований получим, что члены полинома с четными степенями напряжения е дадут составляющие с частотами, расположенными за пределами полосы пропускания колебательного контура, настроенного на частоту несущей w₀ . Это частоты вида 2w₁= (2w₀+2W₁) , 2w₂= (2w₀+2W₂) и т.п., а также вида (w₁ - w₂) = (W₁-W₂) и т.п. Члены полинома с нечетными степенями напряжения е дадут составляющие с частотами вида 2w₁-w₂ = w₀- (2W₁- W₂), а также вида (3w₁- 2w₂) = w₀ - (3W₁ -2W₂) и т.п., т.е. частоты, находящиеся внутри полосы пропускания контура и потому воспроизводимые при демодуляции. Первые носят название комбинационных искажений 3-го порядка, вторые – 5-го порядка. Уровень тех и других должен быть не выше –35дБ.

Если лампа работает с сеточным током, то при изменении уровня сигнала изменяется ее входное сопротивление R_вх, Поскольку каскады усилителя мощности работают в недонапряженном режиме, то при этом изменяется амплитуда возбуждения. Во избежание этого в схеме с общим катодом между сеткой и катодом лампы включают балластный безындукционный резистор R_б, величина которого определяется неравенством R_б<< (в 10÷80 раз), при этом мощность возбуждения, требуемая от предыдущего каскада, существенно увеличивается. В схеме с общей сеткой включение R_б не требуется.

Коэффициент использования лампы по анодному напряжению x должен быть меньше критического. При использовании тетродов следует иметь в виду, что при увеличении постоянного напряжения на экранной сетке E_g2 ток управляющей сетки уменьшается, но при этом уменьшается и коэффициент использования

x=1- , а значит и КПД.

Неравенство значений несущей частоты передатчика и несущей частоты, восстановленной в приёмнике, приводит к искажениям. Для профессиональной речевой телефонной передачи допустимое расхождение между этими частотами не должно превышать ±10Гц, а для радиовещания - не более ±1-2Гц, что при радиовещании на частоте 30 МГц требует стабильности частоты порядка 10^-7. Для синхронизации частот несущих, подавляемой в передатчике и восстанавливаемой в приёмнике, используют автоматическую подстройку частоты гетеродина приёмника, при этом опорной частотой является передаваемый передатчиком сигнал остатка несущей, называемый пилотсигналом. Уровень мощности пилотсигнала Р_п= оценивают относительно пиковой мощности передатчика Р_~max= , где U_max = U_п + U_б - наибольшая допустимая лампой амплитуда, U_п- амплитуда пилот-сигнала, U_б - амплитуда колебаний боковой частоты, При ОМ приняты обозначения:

b=, m₁==

Ослабление несущей определяется формулой:

N= 10 lg дБ= 20 lgдБ=20 lg b дБ.

В настоящее время для ОМ перспективными классами излучения являются Н3Е, когда b=2, m₁=1 и N=6дБ и R3E, когда b=4, N=12дБ. Излучение с полностью подавленной несущей обозначают J3E и является наиболее экономичным.

Итак, к высокочастотному тракту однополосных передатчиков предъявляются следующие требования.

1. Высокочастотный тракт должен содержать минимальное число каскадов.
2. Генераторные лампы должны работать без сеточных токов, а в тех случаях, когда это невозможно, между сеткой и катодом лампы усилителя мощности включают балластный безындукционный резистор, уменьшающий нелинейность входного сопротивления лампы, но снижающий ее коэффициент усиления по мощности.
3. Маломощные предварительные каскады усилителя мощности должны работать в режиме колебаний класса А. Для нахождения оптимального режима ламп усилителя мощности, работающих с отсечкой анодного тока, используют специальные методы расчёта с использованием ЭВМ, позволяющие находить условия, при которых уровень нелинейных искажений минимальный. Методика определения приближенного значения оптимального напряжения смещения на сетке лампы, E_{g opt}, при котором нелинейные искажения наименьшие, приведена в Приложении 3.

5.3. Формирование однополосного сигнала

Формирование однополосного сигнала осуществляется в возбудителе. Однополосный сигнал формируют из двухполосного, модулированного по амплитуде в балансном модуляторе. Основные трудности связаны с подавлением нерабочей боковой полосы. Нерабочая боковая полоса частот должна быть подавлена до уровня -60дБ (т.е. в 1000 раз по напряжению). Наибольшее распространение получил фильтровой метод (рис.5.1), при котором выделение рабочей боковой полосы производится с помощью фильтров и повторной балансной модуляции на поднесущих частотах, в результате которой осуществляется искусственное смещение (транспозиция) боковых частот. Этот метод обеспечивает требуемое подавление нерабочей полосы и надежен в эксплуатации.

Рис.5.1

Для формирования двухполосного сигнала обычно используют кольцевые балансные модуляторы (рис.5.2б). При полном балансе на его выходе имеются частоты (2k+1)f ± (2k+1)F, где k = 0,1,2.. и т.д., т.е. частоты f ± F и комбинационные частоты f ±3F, 3f±3F и т.д.; несущая частота f и частота сигнала F здесь отсутствуют. На выходе балансных модуляторов рис.5.2а присутствует низкая частота F, а кроме боковых частот f ± F - комбинационные частоты Kf±(2k-1)F, где K и k - целые числа, т.е. частоты f ± 3F, f ± 5F, 2f ± 3F и т.д., т.е. здесь комбинационных частот намного больше, чем на выходе кольцевого балансного модулятора. Комбинационные частоты, находящиеся в выделяемой полосе боковых частот, искажают передачу. Выделение нужной боковой полосы,

 Рис.5.2

f + F или f - F, производится полосовым фильтром на выходе балансного модулятора. Наиболее жесткие требования предъявляются к фильтру первого балансного модулятора, который работает при самой низкой поднесущей частоте ( ~100 кГц). Обычно этот фильтр - кварцевый. В передатчиках низовой телефонной связи применяют электромеханические фильтры.

Другим методом формирования однополосного сигнала является фазоразностный, или фазокомпенсационный, при котором n-фазная система формирования состоит из n модулируемых по амплитуде каскадов, на каждый из которых со сдвигом по фазе на угол j=360⁰/n, где n>2, подают колебания несущей частоты и колебания модулирующих частот. При суммировании на общей нагрузке сдвинутые по фазе колебания подавляемых боковых полос компенсируются, а рабочих – складываются. Частным случаем фазоразностного метода формирования является используемый в маломощных передатчиках служебной и любительской радиосвязи квадратурный метод, где n=2, а угол j=90⁰ (рис.5.3)

Рис.5.3

Достоинствами фазоразностного метода являются возможность формирования однополосного сигнала непосредственно на рабочей частоте и отсутствие дорогостоящих фильтров. Однако, степень подавления несущей и нерабочей боковой полосы существенно зависят от точности фазовых сдвигов колебаний несущей частоты и модулирующих частот, а также от равенства амплитуд напряжений, подаваемых на модулируемые каскады. Для подавления несущей частоты и нерабочей полосы не хуже чем –40дБ необходимо, чтобы разница между амплитудами сигналов не превышала 0,5%, а фазовые ошибки –1⁰. Наибольшие трудности связаны с созданием широкополосных фазовращателей для модулирующих сигналов низкой частоты. В связи с этим надежность фазоразностного метода хуже, чем фильтрового.

Усилитель мощности однополосного сигнала обычно рассчитывают на максимальную мощность R_~max в недонапряженном, близком к граничному, режиме (коэффициент использования по анодному напряжению x обычно принимают равным (0,9-0,95)x_кр).

5.4. Энергетические показатели усилителей мощности однополосного сигнала

В процессе ОМ режим усилителя изменяется, его средние энергетические показатели определяются статистическими характеристиками модулирующего сигнала. Для речевого сигнала «среднюю» амплитуду усиливаемого однополосного сигнала принимают равной U_gср=m_срU_gmax, где m_ср @ 0,425. При этом средняя мощность, излучаемая передатчиком, равна:

P _{~ ср}=m²_срP_~max =0,18 P_~max.

Таким образом, средняя мощность однополосного сигнала намного меньше максимальной, следовательно лампа усилителя мощности используется неэффективно. Средний КПД анодной цепи усилителя равен:

h_ср= m_срh_max= 0,425h_max ,

т.е. и он значительно меньше максимального.

Полученные выше соотношения свидетельствуют об относительно низкой эффективности усилителей мощности сигнала с ОМ и неполном использовании генераторных ламп. Для повышения эффективности передатчиков с ОМ используют раздельное усиление огибающей и частотно-модулированного заполнения однополосного сигнала (метод Кана), а также другие методы. Одним из них является автоматическая регулировка режима усилителя мощности (АРР), при которой в соответствии с амплитудой передаваемого сигнала изменяют напряжение на аноде генераторной лампы. Одновременно с этим соответствующим образом изменяют и напряжение на ее управляющей сетке, так, чтобы уровень нелинейных искажений оставался допустимым. При АРР средний электронный КПД лампы h_ср увеличивается почти вдвое.

При многоканальной работе однополосного передатчика для неискаженного усиления требуется, чтобы амплитуда напряжения возбуждения на сетке любого каскада усилителя мощности не превышала величину U_gmax, соответствующую граничному режиму лампы этого каскада. Поэтому предельное значение первой гармоники анодного тока лампы I’_a1 , создаваемое каждым из n каналов, не должно превышать величину I_a1max /n, где I_a1max - первая гармоника анодного тока в граничном режиме при одноканальной работе. При этом мощность одного канала равна:

P_~к = = P_~max/n² ,

а суммарная мощность n каналов:

P_~кS = n× P_~к = P_~max/n .

Таким образом, при многоканальной работе общая колебательная мощность на выходе однополосного передатчика уменьшается в n раз по сравнению с максимальной мощностью при одноканальной работе, а мощность, приходящаяся на один канал, уменьшается в n² раз.

5.5. Расчет мощностей рассеяния на электродах лампы усилителя мощности однополосного сигнала

Двухтоновый однополосный сигнал можно представить выражением:

i= I_mнcos (w-W)t + I_mб coswt,

или:

i= I_mб[m₁cos (w-W)t+coswt)] , (5.5)

где m₁- отношение амплитуд колебаний несущей I_mн и боковой I_mб двухтонового сигнала (рис.5.4^а и 5.4^б), т.е. .

Из рис.5.4^а видно, что огибающая такого сигнала описывается формулой:

i_Ω= ,

или:

i_W = I_mб …(5.6)

По этому закону изменяются огибающие всех меняющихся со звуковой частотой составляющих напряжений и токов в усилителе мощности однополосного сигнала. Из (5.6) видно, что максимальное значение огибающей равно:

I_Ωmax = I_mб= I_mб (1+m₁) …(5.7)

При сигнале класса Н3Е, когда m₁=1, I_Ωmax=2I_mб, т.е. максимальное значение огибающей в этом случае равно амплитуде однотонового сигнала (рис.5.4^а и 5.4^б).

Постоянная составляющая огибающей однополосного двухтонового сигнала, или – что правильнее – ее среднее значение за период низкой частоты, отличаются от постоянной составляющей огибающей при амплитудной модуляции, где она неизменна и равна амплитуде колебаний в режиме несущей частоты. Среднее значение огибающей при двухтоновом однополосном сигнале определяется выражением:

I_τ= I_mб , (5.8)

Рис.5.4

Значения интеграла Y(m₁) в зависимости от величины m₁ приведены на рис.5.5.

При двухтоновом сигнале класса Н3E m₁=1 и cредние значения всех составляющих напряжений и токов, меняющихся во времени со звуковой частотой, определяются формулой:

I_τ = I_mб … (5.9)

Колебательная мощность двухтонового сигнала за период высокой частоты равна:

Р _~= ,

где Т_в - период высокой частоты w_, i - мгновенное значение тока, которое описывается (5.5). Подставляя сюда (5.5) и интегрируя, получим:

Р_~в = P_~б (1+m₁²+2m₁cosWt), …(5.10)

где Р_~б – мощность колебаний боковой частоты за период высокой частоты:

P_~б= … (5.11)

Мощность, отдаваемая в нагрузку за период низкой частоты (средняя мощность), равна:

Р_~τ= Р_~б . …(5.12)

После интегрирования получим:

Р_~τ= Р_~б(1+) …( 5.12’)

Рис.5.5

Из (5.10) следует, что пиковая мощность однополосного сигнала равна:

Р_~max = P_{~ б}(1+m₁)² , …(5.13)

а средняя мощность за период низкой частоты с учетом (5.13):

Р_~τ= Р_~б(1+)= Р_~max …(5.14)

При сигнале класса Н3Е, когда m₁=1:

Р_~max = 4P_~б , … ( 5.13’)

а

Р_~τ= 2Р_~б = 0,5 Р_~max … ( 5.14’)

Здесь P_~max представляет собой мощность однотонового сигнала с амплитутудой I_a1max = 2I_аmб – максимальной амплитудой первой гармоники анодного тока лампы, допускаемой ее колебательной характеристикой (рис.5.4^в), Р_~б – мощность колебаний боковой частоты, которая определяется (5.11).

По аналогии с (5.12) полная мощность, потребляемая лампой от источника питания, средняя за период низкой частоты, равна:

P_0τ= = E_aI_б0Y₁(m₁), …(5.15)

где Y₁(m₁)=Y(m₁)/p (рис.5.5).

Согласно рис.5.4 I_a0max= I_б0(m₁+1), т.е. I_б0= , тогда:

P_0τ= = E_aI_а0maxY₁(m₁)/(1+m₁). ( 5.15’)

При m₁=0 I_аmax= I_б ,а I_н=0 имеет место однополосный сигнал без несущей

(сигнал класса J3E).

Потери на аноде, средние за период низкой частоты, определяется выражением:

P_aτ = P_0τ – P_~τ,

Величина P_~τ определяется (5.14), а P_0τ – ( 5.15’).

Можно показать, что при двухтоновом сигнале класса Н3Е, когда m₁=1, потери на аноде наибольшие. При m₁=1 I_аб0=0,5I_а0max (рис.5.4). При этом:

Р_0t =0,5E_aI_а0maxY₁(m₁) = 0,5Р_0maxY₁(m₁)= P_0max …(5.16)

Здесь P_0max – значение мощности, подводимой к аноду лампы при однотоновом сигнале. Принимая во внимание (5.16) и ( 5.14’), получим:

Р_аτ = 0,5(1,27Р_0max – P_~max) , (5.17)

Следует отметить, что расчет режима генераторной лампы всегда производится для однотонового сигнала, т.е. на мощность P_~max.

Средние за период низкой частоты потери на управляющей сетке равны:

P_gτ = P_g~τ – P_g0τ ,

где Р_g~t - средняя за период низкой частоты мощность возбуждения, Р_g0t –средняя за период низкой частоты мощность, рассеиваемая в источнике сеточного смещения. По аналогии с ( 5.14’) для сигнала класса H3E:

P_g~t= 0,5P_g~max ,

где P_g~max - мощность возбуждения при однотоновом сигнале.

Средняя за период низкой частоты мощность, рассеиваемая в источнике смещения, равна:

P_g0τI_g0τ

и по аналогии с (5.16) при сигнале класса Н3Е:

P_g0t= P_g0max.

Тогда:

P_gτ=0,5(P_g~max–P_g0max) …(5.18).

При использовании тетрода средняя мощность рассеяния на экранной сетке при сигнале класса Н3Е определяется формулой:

P_g2t=Е_g2I_g20τ,

где Е_g2- напряжение на экранной сетке, а I_g20τ – среднее значение постоянной составляющей экранного тока. Принимая во внимание (5.9), получим:

P_g2t=Е_g2I_g20τ

Так как I_g20τ=0,5I_g2max, где I_g20max – постоянная составляющая экранного тока при однотоновом сигнале, то

P_g2t=Е_g2I_g20max ,

или:

P_g2t = ×P_g2max =0,637 P_g2max , …(5.19)

где P_g2max – мощность, рассеиваемая на экранной сетке при однотоновом сигнале.

Мощности тепловых потерь на электродах лампы не должны превышать допустимых значении.

5.6. Принципы расчета усилителей мощности однополосного сигнала

При проектировании усилителей мощности однополосного сигнала следует иметь в виду, что важнейшим требованием к этим усилителям является обеспечение наименьшего уровня нелинейных искажений.

В оконечных каскадах усилителей однополосного сигнала мощностью более 5кВт используют тетроды, которые, во-первых, обладают высоким коэффициентом усиления по мощности, что позволяет сократить число каскадов ВЧ-тракта, и, во-вторых, эти лампы работают с малыми токами управляющей сетки и даже без сеточного тока.

Номинальную мощность лампы Р_лном передатчиков, которые должны длительное время работать при максимальной мощности (например, при одноканальной передаче сигналов классов Н3Е, А1А и др.) выбирают из условия Р_лном=(1,1÷1,4), где Р_1max – пиковая мощность однополосного сигнала, η_к- КПД колебательной системы ОК. В передатчиках, предназначенных для многоканальной работы, нормируют среднюю мощность выходного реального сигнала. «Средняя» амплитуда усиливаемого однополосного сигнала определяется статистическими параметрами передаваемых сообщений. Для речевого сигнала U_gср≈0,425U_gmax. Номинальная мощность лампы ОК должна быть равна Р_лном=, где Р_1ср≈0,18Р_1max . Критерием пригодности генераторной лампы в этом случае является выполнение неравенства Р_аср ≤ Р_адоп, где Р_аср – средняя рассеиваемая мощность на аноде лампы, а Р_адоп – допустимая мощность рассеяния на аноде.

Для обеспечения малого уровня нелинейных искажений анодное напряжение лампы выбирают ниже номинального – (0,8÷1)Е_аном. Электронный режим лампы должен быть недонапряженным, поэтому коэффициент использования по анодному напряжению в пиковом режиме ξ_max выбирают на (3÷10)% меньше значения ξ_кр. Напряжение на экранной сетке лампы Е_g2 выбирают так, чтобы при приемлемом значении электронного КПД (см.( 1.7’) и п.1.15.2«г») ток управляющей сетки лампы либо отсутствовал, либо был мал.

Точное значение оптимальной величины напряжения смещения на управляющей сетке лампы, Е_gopt, при котором уровень нелинейных искажений минимальный, может быть рассчитано только на ЭВМ. При приблизительном расчете Е_gopt для ламп с коротким нижним изгибом анодно-сеточных характеристик можно принять Е_gopt=, где - напряжение запирания, определенное по статической характеристике лампы i_a=f(e_g) при заданном анодном напряжении. Для ламп с малой проницаемостью D и протяженным нижним изгибом анодносеточных характеристик величина Е_gopt≠, и для определения Е_gopt используется метод, описанный в Приложении 3.