1.1. Принцип действия генератора с независимым возбуждением

1.2. Электронные режимы генераторной лампы

1.3. Квазилинейная теория ламповых генераторов

1.4. Выбор угла отсечки анодного тока

1.5. Нагрузочные характеристики лампового генератора

1.6. Эквивалентная схема генератора

1.6.1. Работа генератора на настроенную нагрузку в недонапряженном и критическом режимах

1.6.2. Работа генератора на расстроенную нагрузку в недонапряженном и перенапряженном режимах

1.7. Зависимости режима лампового генератора от питающих напряжений

1.7.1. Зависимость режима лампового генератора от амплитуды напряжения возбуждения Ugm

1.7.2. Зависимость режима лампового генератора от напряжения смещения на управляющей сетке

1.7.3. Зависимость режима лампового генератора от напряжения источника анодного питания Ea

1.8. Генератор с независимым возбуждением на транзисторе

1.9. Высшие гармоники в цепях генераторов

1.9.1. Умножители частоты

1.9.1.1. Ламповые и транзисторные умножители частоты

1.9.1.2. Варакторные умножители частоты

1.9.2. Понижение КПД генератора из-завысших гармоник

1.9.3. Повышение КПД генератора за счет высших гармоник

1.10. Совместная работа ламп в генераторе

1.10.1. Параллельное соединение ламп

1.10.2. Последовательное соединение ламп (двухтактная схема)

1.11. Схема с заземленной сеткой

1.12. Методы получения больших мощностей

1.12.1. Сложение мощностей системы блоков в общем контуре

1.12.2. Мостовое сложение мощностей

1.12.3. Сложение мощностей в пространстве

1.13. Ключевые режимы работы ГВВ

1.13.1. Ключевые транзисторные генераторы с резистивной нагрузкой

1.13.2. Ключевые транзисторные генераторы с формирующим контуром

1.14. Колебательные цепи передатчиков

1.14.1. Узкополосные колебательные системы

1.14.2. Широкополосные колебательные цепи генераторов

1.15. Методика расчета ламповых генераторов с независимым возбуждением в критическом режиме

1.15.1. Расчет на полное использование лампы

1.15.2. Расчет на заданную мощность в нагрузке Р1зад

Основные понятия, определения и условные обозначения

Радиопередающее устройство (РПдУ) предназначено для создания радиосигнала заданных частоты и мощности. В сочетании с антенной служит для передачи радиосигналов в системах радиосвязи, радиовещания и др. Основными элементами РПдУ являются генераторы высокочастотных колебаний и модуляторы, осуществляющие управление параметрами этих колебаний в соответствии с передаваемой информацией.

Радиосигнал – колебания радиочастоты, один или несколько параметров которых изменяются в соответствии с передаваемым сигналом иформации.

Модуляция – процесс изменения одного или нескольких параметров радиочастотных колебаний (или параметров импульсов при импульсной работе) в соответствии с передаваемым сигналом информации. Модуляция – нелинейный процесс, в результате которого низкочастотный спектр информации переносят в диапазон высоких частот при сохранении содержащейся в сигнале информации. При амплитудной модуляции по закону модулирующего сигнала изменяют амплитуду колебаний высокой частоты, при частотной модуляции - их частоту, при фазовой – фазу.

Генератор высокой частоты – устройство, преобразующее энергию постоянного тока в энергию электромагнитных колебаний высокой частоты.

Высокочастотный генератор с независимым (внешним) возбуждением может быть использован в качестве усилителя мощности, умножителя и др. В его входной цепи действует другой, менее мощный генератор – возбудитель, обеспечивающий требуемое внешнее управляющее напряжение (возбуждение). Генераторы высокой частоты находят широкое применение в передатчиках радиосвязи, радиовещания, радиолокации, гидроакустики, телевидения и других областях радиотехники.

Генератор с самовозбуждением (автогенератор) – автономная электрическая система, предназначенная для получения устойчивых высокочастотных колебаний без воздействия внешнего возбуждающего напряжения. В РПдУ применяют автогенераторы гармонических колебаний. Частота автоколебаний и ее стабильность зависят только от собственных характеристик автогенератора, таких, как структура его схемы, параметры колебательной системы и электронный режим лампы, от питающих лампу напряжений и др. В высокочастотном тракте РПдУ автогенератор - это всегда первый каскад, входящий в состав возбудителя.

Электронный режим работы генератора характеризует токораспределение в лампе. Различают следующие режимы:

• буферный - без тока управляющей сетки;
• недонапряженный - сеточные токи малы по сравнению с анодным током;
• слабо и сильно перенапряженные, когда сеточные токи велики (в первом случае за счет сеточных токов анодный ток не доходит до нуля, во втором – в отдельные моменты времени он становится равным нулю);
• критический (или граничный) - режим между недонаряженным и перенапряженным.

При режиме колебаний первого рода (или класса А) исходная рабочая точка и напряжение возбуждения таковы, что при работе генератора напряжение на управляющей сетке не выходит за пределы прямолинейного участка характеристики лампы. В этом случае форма анодного тока повторяет форму напряжения возбуждения. Колебания первого рода используют в маломощных каскадах высокочастотного тракта РПдУ.

При режиме колебаний второго рода рабочая точка выбрана так, что анодный ток имеет форму импульсов, которые существуют в течение части периода напряжения возбуждения.

В режиме класса В продолжительность импульса анодного тока равна половине периода напряжения возбуждения.

В режиме класса Спродолжительность импульсов анодного тока меньше половины периода напряжения возбуждения.

В режиме колебаний класса D, который называют "ключевым", анодный ток имеет форму прямоугольных импульсов.

Модулятор предназначен для усиления сигнала информации до уровня, требуемого для управления одним из параметров высокочастотны колебаний. Модуляции может осуществляться как на высоком энергетическом уровне - в оконечном, или в предоконечном каскадах (или в обоих одновременно), так и на низком - в одном из каскадов возбудителя.

Выходная колебательная система - предназначена для согласования оконечного каскада высокочастотного тракта передатчика с нагрузкой - входным сопротивлением антенно-фидерного тракта, оперативной волновой перестройки в рабочем диапазоне и требуемой фильтрации высших гармоник рабочей частоты.

Согласование генератора с нагрузкой - обеспечение требуемой величины активного эквивалентного сопротивления нагрузки генераторной лампы, R_э, при всех возможных значениях входного сопротивления антенного фидера, которое зависит от его волнового сопротивления и коэффициента бегущей волны (КБВ)

Условные обозначения.

АИМ - амплитудно-импульсная модуляция, при которой модулированы

по амплитуде высокочастотные колебания внутри импульса.

АМ - амплитудная модуляция.

АПЧ - автоматическая подстройка частоты.

АРР - автоматическое регулирование режима генератора.

АЧХ - амплитудно-частотная характеристика

АЭ - активный элемент схемы генератора (электронная лампа, транзистор и т.п.)

ВКС - выходная колебательная система

ВЧ - высокие частоты

ВЧ-тракт - высокочастотный тракт передатчика

ВЧИМ - высокочастотная импульсная модуляция (внутри импульса).

ГВВ - генератор с внешним (независимым) возбуждением.

ДВ - длинные волны - километровые (30 - 300) кГц

ДИМ - импульсная модуляция по длительности

ДУН - динамическое управление уровнем несущей частоты при амплитудной модуляции.

ИКМ - импульсно-кодовая модуляция.

КБВ - коэффициент бегущей волны в антенном фидере.

КВ - короткие волны - декаметровые ( 3-30) МГц

КГ – ключевой генератор

КПД - коэффициент полезного действия.

КУМ - ключевые усилители мощности

НЧ - низкие (звуковые) частоты

ОК - общий - заземленный - катод.

ОМ - однополосная модуляция.

ОС - общая - заземленная - сетка

ОЭ - общий - заземленный - эмиттер

ПАМ - паразитная амплитудная модуляция

РПдУ - радиопередающие устройства

РПС - радиопередающая станция

СВ - средние волны - гектометровые (0,3-1,5) МГц

СВЧ - сантиметровые волны (3 -30) ГГц

УМК - усилитель модулированных колебаний

УПЧ - усилитель промежуточной частоты

ФВЧ - фильтр верхних частот

ФИМ - импульсно-фазовая модуляция

ФМ - фазовая модуляция.

ФНЧ - фильтр нижних частот

ЧИМ - импульсно-частотная модуляция.

ЧМ - частотная модуляция.

УБВ - усилитель бегущей волны

УРУ - усилитель с распределенным усилением (то же, что УБВ)

ШИМ - широтно-импульсная модуляция (то же, что ДИМ)

ШПУ - широкополосный усилитель

Ламповые генераторы находят широкое применение в передатчиках радиосвязи, радиолокации, гидроакустики, телевидения и других областей радиотехники. Изложение теории ламповых генераторов целесообразно начинать с рассмотрения основных физических процессов и методов инженерного расчета ламповых генераторов с независимым возбуждением, где они более наглядны.

Полученные результаты могут быть использованы и при изучении ламповых генераторов с самовозбуждением.

1.1. Принцип действия генератора с независимым возбуждением

Принцип действия генератора с независимым возбуждением можно изложить на примере одной из простейших схем лампового генератора, показанной на рис.1.1.

Рис.1.1.

Основными элементами генератора являются электронная лампа, колебательный контур и источники питания. Сеточная цепь генераторной лампы имеет источник постоянного напряжения сеточного смещения E_g (обычно отрицательного) и связана с внешним, независимым от генератора, источником возбуждения . Анодная цепь содержит параллельный колебательный контур и источник постоянного анодного напряжения E_a. Параллельный колебательный контур генератора с учетом вносимого сопротивления от нагрузочных устройств, как правило, настроен на частоту напряжения возбуждения и представляет для этой частоты эквивалентное активное сопротивление R_Э. Рассмотрим работу этого генератора, полагая вначале, что лампа работает в режиме колебаний первого рода, то есть на линейном участке ее вольтамперной характеристики. Мгновенное значение напряжения на управляющей сетке лампы равно (между сеткой и катодом):

, (1.1)

где U_g амплитуда напряжения возбуждения , w – круговая частота напряжения возбуждения. При анализе будем предполагать, что колебательный контур генератора настроен в резонанс с частотой напряжения возбуждения. В этом случае первая гармоника анодного тока и напряжение на контуре изменяются синфазно с напряжением возбуждения , что изображено на рис.1.2, где I_a1 – амплитуда первой гармоники анодного тока, U_к – амплитуда напряжения на контуре. Может показаться, что напряжения и также синфазны. На самом деле они противофазны, поскольку фазы этих напряжений отсчитываются от одной общей точки схемы, которой является катод, имеющий нулевой потенциал.

Согласно второму закону Кирхгофа мгновенное значение напряжения на аноде лампы (между анодом и катодом) равно разности между постоянным анодным напряжением и падением напряжения на контуре, а именно:

, (1.2)

где Е_а– постоянное анодное напряжение. Используя рис.1.2 можно уяснить процесс преобразования энергии в ламповом генераторе. Электроны, пролетая пространство катод – анод лампы, взаимодействуют с постоянным и переменным электрическими полями анодного напряжения . При этом любой электрон, пролетая от катода к аноду, ускоренный напряжением источника Е_а, получает от постоянного поля энергию, равную e·E_a, где е - заряд электрона. Эта энергия при столкновении электрона с анодом полностью выделилась бы в виде тепла, если бы на аноде отсутствовало переменное напряжение =U_кcosωt. Переменное поле анода по-разному действует на электроны, проходящие через лампу в разные полупериоды переменного напряжения на ее сетке. В положительный полупериод этого напряжения переменное поле анода направлено противоположно постоянному полю и тормозит движение электронов на участке сетка - анод. Поэтому в положительный полупериод переменного напряжения на сетке лампы электроны отдают переменному полю анода, т.е. колебательному контуру, энергию е· , которая является частью энергии, полученной ими от постоянного поля. Таким образом, в положительный полупериод напряжения на сетке в бесполезное тепло превращается меньшая часть энергии, полученной от постоянного поля. В отрицательный полупериод переменного напряжения на сетке лампы переменное поле анода направлено в одну сторону с постоянным полем и ускоряет движение электронов между сеткой и анодом. Поэтому в отрицательный полупериод переменного напряжения на сетке лампы электроны отбирают от переменного поля часть его энергии, равную е , и при столкновении с анодом отдают в виде тепла. Следовательно, для эффективной работы лампы необходимо, во-первых, чтобы, электроны проходили через лампу только в течение положительного напряжения на сетке и, еще лучше, лишь в течение той его части, где величина близка к амплитудному значению U_к; во-вторых, чтобы амплитуда U_к была как можно больше.

Так как анодный ток лампы, который пропорционален количеству электронов, в положительный полупериод переменного напряжения на ее сетке больше, чем в отрицательный, то в целом за период высокой частоты электроны отдают переменному высокочастотному полю анода больше энергии, чем отбирают от него, осуществляя тем самым преобразование энергии источника постоянного анодного напряжения в энергию колебаний высокой частоты.

Отношение колебательной мощности генератора к мощности, потребляемой от источника постоянного анодного напряжения, называется электронным КПД генератора. Из приведенных выше рассуждений очевидно, что высокий электронный КПД может быть получен только в режиме колебаний второго рода, когда анодный ток не протекает в отрицательный полупериод переменного напряжения на сетке лампы, и электроны не отбирают энергии колебаний высокой частоты, что повышает электронный КПД. С уменьшением длительности импульса анодного тока электронный КПД генератора возрастает. Электронный КПД и колебательная мощность, отдаваемая лампой в нагрузку, являются основными энергетическими показателями генератора. Их значения определяются параметрами лампы и контура, а также электронным режимом генераторной лампы, который зависит от питающих её напряжений и от величины и характера её нагрузки.

1.2. Электронные режимы генераторной лампы

Электронные режимы характеризуют токораспределение в лампе, которое зависит от соотношения между остаточными напряжениями на её электродах, в триоде - между остаточными напряжениями на аноде e_amin= E_a - U_к и на управляющей сетке e_gmax=E_g+U_gm . Различают следующие электронные режимы.

Буферный режим - режим без токов управляющей сетки. Здесь всегда величина остаточного напряжения на сетке e_gmax<0. Энергетически этот режим невыгоден, поскольку лампа недоиспользуется по току. Однако, в буферном режиме входное сопротивление лампы очень велико, поэтому влиянием режима буферного каскада на предыдущий каскад можно пренебречь.

Недонапряженным называют режим, при котором ток управляющей сетки не превышает 10 -20 % анодного тока. При этом анодный ток практически равен суммарному (катодному) току i_s и представляет собой импульсы, близкие по форме к отрезкам косинусоиды.

Перенапряженным режимом называют режим с большими сеточными токами, из-за которых в импульсе анодного тока появляется провал. Если глубина провала не превышает половины максимального значения импульса суммарного тока, то режим считают слабо перенапряженным, а если импульс анодного тока раздваивается, режим называют сильно перенапряженным.

Режим между недонапряженным и перенапряженным называют граничным, или критическим режимом. Принято считать, что в этом режиме сеточный ток у триодов равен 15-20% анодного тока.

1.3. Квазилинейная теория ламповых генераторов

При выборе электронного режима генераторной лампы стремятся от неё получить необходимую величину колебательной мощности при высоком электронном КПД. Энергетические показатели генератора зависят от первой гармоники и постоянной составляющей импульса анодного тока, которые могут быть определены если известен импульс анодного тока при заданных напряжениях, действующих на электродах лампы. Эта задача может быть решена, если известны зависимости анодного тока от параметров лампы и от приложенных к ней напряжений. Однако, анодный ток в лампе выражается сложной функцией этих напряжений . Эта функция не имеет точного аналитического выражения, поэтому расчет электронного режима генератора можно выполнить либо при графическом представлении реальных вольтамперных статических характеристик лампы, либо аналитическим методом при определенной идеализации реальных характеристик.

Графический метод расчета генератора является весьма трудоемким, так как при этом приходится рассчитывать не один, а целую серию режимов генераторной лампы при различных нагрузках, а затем уже определить наиболее благоприятный режим.

При аналитическом методе расчета идеализируют реальные статические характеристики лампы, находят выражение для анодного тока и вычисляют его гармонические составляющие. Наибольшее распространение получила квазилинейная теория лампового генератора, созданная А.И. Бергом. Её сущность заключается в следующем.

1. Предполагается, что добротность нагруженного анодного контура достаточно высокая (Q_н>>1) и можно считать, что при действии на сетке лампы напряжения

на анодном контуре генератора, настроенном в резонанс на рабочую частоту w, имеет место падение напряжения только частоты w. При этом напряжение на аноде лампы равно:

Тогда анодный ток является функцией:

2. Криволинейные участки реальных характеристик лампы заменяют отрезками прямых (ломаных) линий, которые хорошо с ними совмещаются.

3. Статические параметры лампы, крутизну S и внутреннее сопротивление R_i, заменяют средними за период высокой частоты параметрами, зависящими от положения рабочей точки лампы, её электронного режима и характера нагрузки.

Благодаря кусочно-линейной аппроксимации статических характеристик лампы, процессы, происходящие в генераторе, описываются простыми линейными уравнениями и, главное - при косинусоидальной форме напряжения возбуждения в цепи управляющей сетки анодный ток представляет собой периодическую последовательность импульсов также косинусоидальной формы, что позволяет использовать для определения их гармонических составляющих разложение в ряд Фурье, согласно которому любая гармоника такого импульса определяется простой формулой:

I_n= a_n i_max , … (1.3)

где a_n - коэффициенты разложения периодической последовательности остроконечных косинусоидальных импульсов, которые табулированы. Таким образом, для расчёта гармонических составляющих импульса достаточно вычислить его угол отсечки q и максимальное значение i_max.

Можно показать, что при линейной аппроксимации характеристик лампы суммарный ток описывается выражением:

i_s = S(e_g– E_g0 + De_a) , …(1.4)

где e_g и e_а описываются выражениями (1.1) и (1.2), D-проницаемость и S- крутизна лампы - статические параметры лампы (как известно, SDR_i=1, где R_i - внутреннее сопротивление лампы), a E_g0 - напряжение сеточного приведения, при котором в системе координат (i_s,e_g) идеализированная характеристика суммарного тока, соответствующая анодному напряжению Е_а=0, пересекает ось абсцисс. Из (1.4) следует, что суммарный ток практически не зависит от анодного напряжения, поскольку проницаемость D ламп очень мала: у триодов она порядка 10^-2 , а у экранированных ламп - порядка 10^-3. При работе генератора в недонапряженном и критическом режимах можно считать, что анодный ток равен суммарному. Тогда, подставляя в (1.4) выражения (1.1) и (1.2) для e_g и e_а и производя несложные преобразования, получим формулы для максимального значения импульса анодного тока i_amax и косинуса его угла отсечки q:

i_amax=S(1-cosq)(U_g-DU_к) , … (1.5)

cosq = , … (1.6)

где U_к = I_a1R_э – напряжение на анодном контуре, R_э – его эквивалентное сопротивление. Формулы (1.5) и (1.6) можно представить также в виде:

i_amax=SU_упр(1-cosq), … (1.5')

cosq = - , … (1.6')

где E_g^' = E_g0-DE_a - напряжение запирания, при котором угол отсечки q=90⁰, а U_упр носит название управляющего напряжения суммарного тока, с ним всегда совпадает по фазе первая гармоника суммарного тока, а в недонапряженном режиме, когда сеточным током можно пренебречь - первая гармоника анодного тока. (Методика определения статических параметров лампы S и D, напряжения сеточного приведения E_g0, а также напряжения запирания E'_g , изложена в Приложении 2).

1.4. Выбор угла отсечки анодного тока

На рис. 1.3 приведены коэффициенты разложения остроконечного косинусоидального импульса в зависимости от угла отсечки q. Колебательная мощность, отдаваемая лампой, равна P_~ =0,5U_к I_а1= 0,5U_кa₁i_{a max}, подводимая мощность P₀ =Е_a I _a0= E _aa₀i_{a max} , электронный КПД h = P~ / Р₀, или:

h = 0,5 , …(1.7)

а мощность рассеяния на аноде лампы Р_а =Р₀ - Р_~ =Р₀(1- h). Как видно из графиков рис.1.3, максимальная мощность имеет место при q = 120⁰ , однако при этом невелико отношение a₁/ a₀ , то есть низок КПД. Это отношение с ростом угла отсечки уменьшается, что подтверждает выводы, сделанные в п.1.1. Очевидно, что угол отсечки должен быть выбран так, чтобы и коэффициент a ₁ был достаточно большим, а отношение a₁/ a₀ - не очень малым. При уменьшении угла отсечки q до 90⁰ колебательная мощность уменьшается на 7%, на 18% возрастает КПД и в 1,8 раза снижается мощность рассеяния на аноде. Из графиков также видно, что при q = 90⁰ в косинусоидальном импульсе анодного тока отсутствуют нечетные гармоники, что весьма благоприятно. При q < 90⁰ КПД увеличивается незначительно, а колебательная мощность и коэффициент усиления по мощности падает. Оптимальным углом отсечки следует считать

q = 90⁰ , использование q < 75⁰ не рекомендуется.

1.5. Нагрузочные характеристики лампового генератора

Нагрузочные характеристики представляют собой зависимости анодного тока, амплитуды напряжения на контуре, мощностей и электронного КПД генератора от эквивалентного сопротивления R_э нагруженного контура в анодной цепи при неизменных напряжениях Е_a , E и U_gm. Для анализа зависимости первой гармоники анодного тока I_a1 от R_э используют характеристику зависимости суммарного тока от напряжения на аноде i_s=f(e_a) при сеточном напряжении е_g, равном остаточному напряжению на сетке, которое определяется заданными значениями напряжений E_g и U_gm: е_g = e_gmax = E_g + U_gmax. В недонапряженном режиме, вплоть до критического, сеточным током можно пренебречь (в критическом режиме он не превышает 15-20% анодного тока) и принять анодный ток равным суммарному току, при этом первая гармоника анодного тока равна:

I_a1 = a₁i_amax, где a₁ - коэффициент приведения, зависящий от угла отсечки анодного тока q.

Рис.1.4

Косинус угла отсечки определяется формулой cosq = - , где U_к=I_a1R_э - напряжение на контуре. Поскольку проницаемость лампы D мала, то можно считать, что угол отсечки q в недонапряженном режиме от величины R_э не зависит. Абсцисса, которой соответствует значение i_amax в недонапряженном режиме, равна остаточному напряжению на аноде e_amin= E_a - U_к = E_a - I_a1R_э. С увеличением R_э значение U_к растет, а e_amin уменьшается. При этом, как видно из рис.1.4, величина импульса анодного тока i_amax меняется незначительно, поскольку из-за малой проницаемости D наклон характеристики i_s=f(e_a) очень мал. Таким образом, в недонапряженном режиме первая гармоника анодного тока практически не зависит от величины сопротивления нагрузки.

В перенапряженном режиме, который имеет место при сопротивлениях нагрузки R_э>R_экр, в импульсах анодного тока появляется провал из-за перераспределения тока катода между анодом и управляющей сеткой. С ростом R_э этот провал расширяется и углубляется, поэтому в перенапряженном режиме увеличение сопротивления нагрузки R_э сопровождается резким уменьшением составляющих анодного тока I_a1 и I_a0 и возрастанием тока управляющей сетки.

Амплитуда напряжения на контуре U_к= I_a1R_э в недонапряженном режиме возрастает пропорционально увеличению R_э, а в перенапряженном режиме она остается практически постоянной, поскольку при R_э<R_экр увеличение сопротивления нагрузки сопровождается незначительным уменьшением I_a1, тогда как при R_э>R_экр уменьшение I_a1 довольно резкое. Для приближенных расчетов и качественных рассуждений можно принять, что при R_э < R_экр I_a1 =I_a1кр, а при R_э>R_экр U_к=U_kкр. Это означает, что генераторная лампа, работающая в недонапряженном режиме, ведет себя как генератор тока, а в перенапряженном - как источник ЭДС.

На рис.1.5б приведены зависимости энергетических показателей генератора от величины сопротивления нагрузки. Зависимость мощности Р₀=E_aI_a0, подводимой к анодной цепи, от R_э такая же, как у постоянной составляющей анодного тока. Поскольку в недонапряженном режиме I_a1 изменяется незначительно, то из формулы для колебательной мощности видно, что в этом режиме эта мощность увеличивается пропорционально R_э. В области сильно перенапряженного режима из формулы следует, что здесь колебательная мощность изменяется обратно пропорционально R_э, поскольку в этой области U_к практически постоянно. Максимум мощности имеет место в перенапряженном режиме вблизи критического.

Характер зависимости мощности рассеяния на аноде Р_а от R_э определяется формулой P_a=P₀ - P_~. В недонапряженном режиме мощность, рассеиваемая на аноде, убывает линейно с ростом сопротивления нагрузки. В перенапряженном режиме она также убывает, но значительно медленнее. Из графика видно, что для анода лампы режим тем тяжелее, чем меньше R_э.

Электронный КПД можно представить формулой:

, (1.7')

где - коэффициент формы по первой гармонике; - коэффициент использования лампы по анодному напряжению. В недонапряженном режиме не происходит изменения формы импульса, а угол отсечки меняется незначительно, поэтому g₁ от R_э почти не зависит. В перенапряженном режиме в импульсе анодного тока появляется провал, и коэффициент формы уменьшается. Зависимость x от R_э повторяет ход графика зависимости U_к от R_э, так как Е_a постоянно. Объяснение характера зависимости КПД от R_э вытекает из рассмотрения зависимостей x и g₁ от R_э. В недонапряженном режиме КПД увеличивается пропорционально R_э; после достижения критического режима КПД продолжает медленно возрастать с ростом сопротивления нагрузки, проходит через некоторый весьма тупой максимум и, наконец, медленно падает в области сильно выраженного перенапряженного режима.

Дадим сравнительную характеристику различных режимов:

1) Недонапряженный режим невыгоден из-за низкого КПД и неблагоприятен для лампы вследствие больших тепловых потерь на аноде.

2) Перенапряженный режим оказывается целесообразным в тех случаях, когда нагрузка генератора изменяется и требуется получить на ней стабильную амплитуду напряжения. В слабо перенапряженном режиме, колебательная мощность уменьшается не более чем на 20%.

3) Недостатками сильно перенапряженного режима являются большой ток управляющей сетки и недоиспользование лампы по мощности.

4) Критический режим обеспечивает наибольшую колебательную мощность при высоком КПД, поэтому он является оптимальным.

Из приведенной выше формулы для КПД следует, что абсолютная величина коэффициента использования по анодному напряжению x в критическом режиме имеет большое значение. Этот коэффициент определяется формулой

ξ_кр=1 - ,

где S_кр – крутизна линии критического режима (рис.1.4). Из этой формулы видно, что анодное напряжение Е_а должно быть как можно больше, как и крутизна линии критического режима лампы S_кр, а импульс анодного i_amax выгодно иметь небольшим. При заданном угле отсечки анодного тока коэффициент использования по анодному напряжению вычисляется по формуле:

ξ_кр=0,5[1+

Как указывалось выше, в ламповом генераторе, независимо от того, в каком электронном режиме он работает и настроена ли на рабочую частоту его нагрузка, первая гармоника суммарного тока синфазна с управляющим напряжением . Можно показать, что первая гармоника сеточного тока всегда совпадает по фазе с сеточным управляющим напряжением . Здесь μ_g=( )_ig=const.; μ_g - коэффициент аналогичный коэффициенту D для суммарнрго тока. В тех точках, где e_g μ_ge_a сеточный ток равен нулю, поэтому условие e_g=μ_ge_a можно считать условием граничного (критического) режима и коэффициент μ_g называют коэффициентом напряженности режима, обычно μ_g≤1. Можно показать, что крутизна линии критического режима S_кр= S(μ_g+ D), т.е. S_кр≈ S.

Первая гармоника анодного тока есть разность . При работе генератора в перенапряженном режиме на расстроенную нагрузку управляющие напряжения и , а значит и токи и , не совпадают по фазе. При этом провал в импульсе анодного тока не совпадает с максимумом суммарного тока и при расстройке анодного контура меняет свое положение.

1.6. Эквивалентная схема генератора

Эквивалентную схему используют для изучения процессов в генераторах с независимым возбуждением и в автогенераторах, нагруженных как настроенными, так и ненастроенными контурами, при изменении питающих лампу напряжений. Эта схема - непростая, поскольку лампа - элемент нелинейный, и ее анодный ток зависит от положения рабочей точки на характеристике лампы, а также от ее электронного режима и от характера эквивалентного сопротивления нагрузки. При изменении напряжений, питающих лампу, меняются и угол отсечки q анодного тока, и электронный режим, а при комплексной нагрузке - и фазовые соотношения между напряжениями и токами в цепях генератора.

1.6.1. Работа генератора на настроенную нагрузку в недонапряженном и критическом режимах

При работе генератора в недонапряженном режиме на настроенную нагрузку первая гармоника анодного тока определяется формулой:

I_a1=a₁S(1-cosq)(U_g -DU_k ) =S_ср(U_g - DU_к ) , (1.8)

или

I_a1 = S_срU_упр= ,

где S_ср - средняя крутизна, которая равна:

S_ср= , (1.9)

а - приведённое внутреннее сопротивление:

. (1.10)

Здесь a_i- коэффициент приведения, зависящий от угла отсечки анодного тока (то есть от положения рабочей точки на характеристике лампы):

a_i = , (1.11)

Эта зависимость показана на рис.1.6а. В Приложении 1 приведены значения a_i в зависимости от угла отсечки q. Таким образом, приведенные параметры лампы S_ср и здесь зависят от угла отсечки анодного тока. При угле отсечки 180⁰ (то есть рабочая точка расположена на линейном участке характеристики лампы) коэффициент приведения a_i =1, поэтому и средняя крутизна S_ср , и приведённое внутреннее сопротивление равны соответственно статическим крутизне S и внутреннему сопротивлению R_i. При уменьшении угла отсечки q коэффициент a_i растёт, приведённое внутреннее сопротивление увеличивается, а средняя крутизна уменьшается.

Рис.1.7

Легко видеть, что первую гармонику анодного тока можно представить формулой, что соответствует эквивалентной схеме, изображенной на рис.1.6б (в формуле (1.12) μ=1/D – коэффициент усиления лампы). Можно показать, что при углах отсечки 60°£q£120° эквивалентная схема генератора, работающего в недонапряженном режиме, может быть представлена рис.1.7.

При этом:

I_a1=mU_gэ/(2R_i +R_э) … (1.14)

Как видно из (1.13) и (1.14), при 60°£q£120° имеет место линейная зависимость первой гармоники анодного тока от всех питающих напряжений. Из этих формул следует, что в недонапряженном режиме у ламп с малой проницаемостью D первая гармоника анодного тока практически не зависит от анодного напряжения Е_a.

1.6.2. Работа генератора на расстроенную нагрузку в недонапряженном и перенапряженном режимах

При работе генератора на расстроенную нагрузку в недонапряженном режиме первая гармоника анодного совпадает по фазе с управляющим напряжением , поскольку здесь анодный ток равен суммарному току, поэтому приведенные параметры S_ср и , которые определяются формулами (1.9) и (1.10), - величины скалярные.

При работе генератора на расстроенную нагрузку в перенапряженном режиме с управляющим напряжением совпадает по фазе первая гармоника суммарного тока , а анодный ток равен разности между суммарным и сеточным токами: , где - вектор первой гармоники сеточного тока, который совпадает по фазе со своим управляющим напряжением , поэтому и средняя крутизна, и приведённое внутреннее сопротивление - величины векторные, они определяются выражениями

, … (1.15)

, … (1.16)

, … (1.17)

где - коэффициент, характеризующий напряженность режима. Провал в импульсе анодного тока не совпадает по фазе с максимумом суммарного тока i_smax, его положение относительно максимума i_smax зависит от характера расстройки, при изменении расстройки он перемещается. Эквивалентная схема генератора, работающего в перенапряженном режиме на расстроенную нагрузку изображена на рис. 1.8.

Таким образом, в общем случае первая гармоника анодного тока определяется выражением:

(1.18)

Из выражений (1.15) и (1.17) следует, что при работе генератора в недонапряженном режиме и средняя крутизна, и приведенное внутреннее сопротивление - величины скалярные даже при работе на расстроенную нагрузку.

Итак, в общем случае приведенные параметры лампы S_ср и Z_i , а следовательно и первая гармоника анодного тока, зависят не только от положения рабочей точки на характеристике лампы, но и от её электронного режима и от характера ее нагрузки.

Следует иметь в виду, что эквивалентная схема генератора является условной, она действительна только для первой гармоники анодного тока и совершенно непригодна для энергетических расчетов, так как анодная цепь получает энергию от источника анодного питания, а не из цепи сеточного возбуждения, как это следует из эквивалентной схемы.

1.7. Зависимости режима лампового генератора от питающих напряжений

Режим генератора с внешним возбуждением зависит от питающих лампу напряжений Е_g, U_g, E_a и др. Чтобы правильно отрегулировать режим генератора, необходимо знать, как он зависит от каждого из них. Зависимости токов, напряжений и энергетических показателей генератора от питающих напряжений необходимо знать еще и потому, что все применяемые на практике методы амплитудной модуляции основаны на использовании зависимости первой гармоники анодного тока генераторной лампы от питающих напряжений. И, наконец, четкое представление о влиянии питающих напряжений на режим генератора необходимо для изучения процессов, происходящих в автогенераторах, в частности, вопросов устойчивости амплитуды и частоты автоколебаний.

Для анализа влияния питающих напряжений на величину первой гармоники анодного тока генератора, работающего в недонапряженном режиме на настроенную нагрузку, используется рассмотренная выше эквивалентная схема, изображенная на рис.1.6б.

, (1.12)

где U_g - напряжение возбуждения, R_э - сопротивление нагрузки , R’_i - приведённое внутреннее сопротивление лампы , a_i - коэффициент приведения, зависимость которого от угла отсечки q показана на рис. 1.6а.

При анализе зависимости первой гармоники анодного тока от какого-либо напряжения предполагается, что все остальные питающие лампу напряжения не изменяются.

1.7.1. Зависимость режима лампового генератора от амплитуды напряжения возбуждения U_gm

Характер зависимости I_a1=f(U_gm) определяется положением рабочей точки, то есть смещением на управляющей сетке лампы.

a)

( - напряжение запирания) - рис.1.9^а

При этом угол отсечки q = 90° и при изменении амплитуды возбуждения остается постоянным. Из формулы (1.12) видно, что в недонапряженном режиме зависимость I_a1=f(U_gm) в этом случае линейная. При U_gm>U_gmкр режим становится перенапряженным, рост I_a1 сначала замедляется, а затем прекращается. При U_gm>> U_gmкр резко возрастает ток управляющей сетки, и первая гармоника анодного тока уменьшается. Характер зависимостей коэффициента использования лампы по анодному напряжению и подводимой к анодной цепи мощности P₀ = E_aI_a0 от U_gm такой же, как I_a1=f(U_gm) , поскольку R_э и E_a постоянны. Зависимость отдаваемой генератором мощности от U_gm в недонапряженном режиме представляет собой параболу. Кривая зависимости мощности рассеяния на аноде P_a=P₀-P_»1 имеет максимум при некотором среднем значении амплитуды U_gm. Можно показать, что при этом КПД h=0,5. Таким образом, для теплового режима анода лампы наиболее опасны не большие значения U_gm, а промежуточные

б) - рис.1.9^б.

В этом случае при U_gm=0 лампа заперта. Анодный ток появляется лишь при значениях U_gm>÷E_g- E'_g½. Угол отсечки анодного тока q < 90°. При возрастании амплитуды угол отсечки увеличивается, оставаясь, однако, меньше 90°. Кривая зависимости I_a1=f(U_gm) имеет S - образную форму.

в) - рис.1.9^в.

При U_gm£½ -E_g½ лампа работает в режиме колебаний класса А ,то есть q=180⁰. При этом a_i=1 , характеристика I _a1=f(U_gm) линейна и имеет наибольшую крутизну. При U_g>½ -E_g½ угол отсечки уменьшается, оставаясь всегда больше 90°, величина a_i растет и возрастание I_a1 замедляется. При переходе лампы в перенапряженный режим анодный ток в случаях (б) и (в ) изменяется так же, как и в случае (а). Кривая зависимости I_a1=f(U_gm) имеет выпуклую форму.

1.7.2. Зависимость режима лампового генератора от напряжения смещения на управляющей сетке

При изменении напряжения смещения Е_g (при постоянных значениях напряжения на аноде E_a , амплитуды возбуждения U_gm и сопротивления нагрузки R_э) одновременно меняются и высота импульса анодного тока i_amax , и угол отсечки q. Когда остаточное напряжение на управляющей сетке равно напряжению запирания , угол отсечки q=0, и анодный ток I_a=0. По мере уменьшения отрицательного напряжения смещения E_g анодный ток и угол отсечки начинают расти. Ток управляющей сетки появляется при |E_g|=U_gm и растет по мере уменьшения |E_g| сначала медленно, а после перехода в перенапряженный режим его рост становится бурным, при этом амплитуда первой гармоники анодного тока падает.

Итак, активное нарастание первой гармоники анодного тока имеет место лишь в недонапряженном режиме. Из анализа приведенной выше эквивалентной схемы лампового генератора (рис.7) и формул (1.13) и (1.14) следует, что в недонапряженном режиме у ламп с малой проницаемостью D первая гармоника анодного тока практически не зависит от анодного напряжения Е_a, поэтому линейная зависимость первой гармоники анодного тока от напряжения смещения E_g при неизменной амплитуде напряжения возбуждения U_gm имеет место в интервале значений углов отсечки анодного тока 60°£q£120°, где зависимость 1/a_i =f(cosq) – линейная. Характер зависимости энергетических показателей генератора от напряжения смещения E_g такой же, как и от амплитуды возбуждения U_gm.

1.7.3. Зависимость режима лампового генератора от напряжения источника анодного питания E_a

Чтобы понять зависимость режима лампового генератора от напряжения источника анодного питания, следует вспомнить, что в триоде анодный ток лампы i_a равен разности между суммарным током и сеточным :i_a =i_s - i_g. Поскольку проницаемость D даже у триодов весьма мала, то влияние анодного напряжения на суммарный ток остается весьма слабым. Что касается тока управляющей сетки, то при E_a=0 он равен суммарному току, с ростом анодного напряжения сеточный ток уменьшается, при этом анодный ток, который при E_a=0 отсутствовал, практически линейно увеличивается после небольшой выпуклости при малых, близких к нулю, значениях E_a .

При E_a ³ E_aкр анодный ток приближается по величине к суммарному. Таким образом, пи E_a ³ E_aкр имеет место недонапряженный режим, и анодный ток практически не зависит от анодного напряжения. Поскольку в перенапряженном режиме (0 <E_a< E_aкр) зависимость анодного тока от анодного напряжения почти линейная, то можно считать, что здесь коэффициент использования по анодному напряжению x= U_к/Е_а, а также КПД h=0,5gx - постоянны (g=a₁/a₀). Все мощности, определяющие энергетический баланс анодной цепи, изменяются по параболическому закону.

1.8. Генератор с независимым возбуждением на транзисторе

Диапазон частот, в котором транзистор способен усиливать колебания, условно может быть разбит на две области: область низких частот, где инерционные явления в транзисторе проявляются слабо, и потому он может быть уподоблен электронной лампе, и область высоких частот, где инерционность транзистора необходимо учитывать. На максимальной частоте генерации f_г коэффициент усиления транзистора по мощности уменьшается до единицы. Граница между областями зависит от многих причин. Обычно область низких частот весьма мала, она составляет единицы и даже доли процентов от диапазона (0-f_г).

Основной задачей при анализе режимов и расчете всякого генератора является установление связи между токами в цепях электродов его активного элемента и напряжениями на этих электродах. Для транзисторных генераторов, работающих в области низких частот, такая связь может быть установлена с помощью семейств статических характеристик, то есть так же, как для ламповых генераторов. Статические характеристики транзисторов похожи на характеристики тетродов и пентодов. Ток коллекторного перехода мало зависит от коллекторного напряжения. Некоторые отличия наблюдаются при малых отрицательных и положительных напряжениях на коллекторе. В отличие от ламп изменение напряжения на коллекторе на противоположное нормальному приводит к появлению обратного тока коллекторного перехода.

Транзистор отличается от лампы также тем, что он почти всегда работает с базовыми токами и, следовательно, малым входным импедансом. Это затрудняет согласование входа транзисторного генератора с предыдущим каскадом.

Отличие статических характеристик транзисторов в области обратных напряжений на коллекторе приводит к изменению формы импульсов коллекторного тока в сильно перенапряженном режиме по сравнению с анодным током в ламповых генераторах. В ламповых генераторах с независимым возбуждением импульсы анодного тока в сильно перенапряженном режиме раздваиваются. В транзисторах в этом режиме в течение части периода коллекторный ток имеет обратное направление.

С повышением частоты, когда начинают проявляться инерционные свойства транзисторов, форма импульсов коллекторного тока искажается, увеличивается его угол отсечки и появляются отрицательные выбросы. Это обусловлено конечным временем диффузии носителей тока в тело базы. Инерционность эмиттерного перехода также влияет на форму импульсов коллекторного тока. С увеличением частоты крутизна характеристики коллекторного тока уменьшается, что объясняется следующим. Коллекторный ток транзистора определяется главным образом напряжением на переходе . Однако, это напряжение при постоянной амплитуде входного напряжения с ростом частоты уменьшается и не совпадает по фазе с , поскольку и связаны коэффициентом передачи инерционной цепочки, состоящей из сопротивлений r_б и r_b и емкости C_б = C_э +C_д, где r_б - объемное сопротивление тела базы, r_b- сопротив

ление, учитывающее ток рекомбинации неосновных носителей в области и ток основных носителей через эммиттерный переход, С_э - барьерная емкость эмиттерного перехода, C_д - диффузионная емкость, отображающая накопление заряда в области базы ( C_д >>C_э и на высоких частотах играет основную роль). Эти элементы физической эквивалентной схемы транзистора, изображенной на рис.1.11 (схема с ОЭ), являются нелинейными, зависящими от токов и напряжений: сопротивление r_b и диффузионная емкость C_д меняются с изменением коллекторного тока; барьерная емкость C_б зависит от напряжения на эмиттерном переходе. Коллекторная емкость транзистора С_к также зависит от напряжения на коллекторном переходе. Емкость С_кэ, через которую ответвляется часть коллекторного тока, в схеме с общим эмиттером определяет обратную реакцию в транзисторе и низкое входное сопротивление.

На рис.1.12 приведены векторные диаграммы, иллюстрирующие работу транзистора в схеме с общим эмиттером на низких (а) и на высоких (б) частотах. На низких частотах время диффузии носителей, инжектируемых эмиттером в базу, значительно меньше периода колебаний и можно считать, что ток коллектора который образуется за счет диффузии носителей, и ток эмиттера синфазны. Ток базы образуется той частью носителей (в р-n-р транзисторах - дырок), которые рекомбинируют внутри базы. Ток совпадает по фазе с током и напряжением на переходе , которое синфазно с входным напряжением , но несколько меньше его:

.

На высоких частотах ток запаздывает относительно тока эмиттера из-за конечного времени распространения носителей в базе. При этом ток базы за счет рекомбинации с ростом частоты увеличивается, а ток коллектора уменьшается ( ). Уменьшение коллекторного тока обусловлено еще и тем, что его часть ответвляется через коллекторную емкость С_к. Если принять входное напряжение постоянным то, как видно из рис.1.11^б,, c ростом тока растет синфазное с ним напряжение , при этом напряжение на переходе уменьшается, что также приводит к уменьшение коллекторного тока. Из ри рис.1.11^б также видно, что входное сопротивление транзистора в схеме с общим эмиттером на высоких частотах имеет емкостный характер (в схеме с общей базой оно имеет индуктивный характер).

Инерционные свойства эмиттерного перехода характеризуют параметром f_s - частотой, при которой модуль крутизны транзистора падает в раз по сравнению с низкочастотным значением. Принято считать, что на частотах можно пренебрегать инерционными свойствами транзисторов.

Одной из главных особенностей транзисторов является существенная нелинейность их межэлектродных ёмкостей. Наибольшее влияние на работу схемы генератора оказывает емкость коллекторного перехода С_к , величина которой для различных транзисторов лежит в пределах от 2 до 50 пФ. В схеме с общим эмиттером, которая чаще всего используется в генераторах из-за максимального коэффициента усиления по мощности, емкость С_к часто вызывает самовозбуждение, особенно при параллельном питании цепи базы и коллектора. Для устранения самовозбуждения обычно используют антипаразитные резисторы. Нелинейность емкости, которая входит в емкость коллекторного контура, может привести к искажению частотной характеристики контура, что ухудшает его фильтрующие способности. Для борьбы с этим явлением обычно использует частичное включение транзистора в емкостную ветвь выходного контура.

Эквивалентные схемы выходных цепей генераторов на лампах и на транзисторах, несмотря на инерционные свойства последних, оказываются практически одинаковыми. При не очень резко выраженных инерционных свойствах сохраняется и подобие форм импульсов коллекторного и анодного токов в перенапряженном режиме, а также нагрузочных характеристик. Однако, полного подобия нагрузочных характеристик генераторов на транзисторах и на лампах нет. Для анализа зависимости коллекторного тока и режима работы транзисторного генератора от напряжений на базе может быть использована изображенная на рис. 1.6^б эквивалентная схема для лампового генератора.

1.9. Высшие гармоники в цепях генераторов

1.9.1. Умножители частоты

Умножители частоты в радиопередающих устройствах используются для расширения диапазона передатчика без расширения диапазона задающего генератора и для увеличения стабильности частоты. Последнее связано с тем, что на более низких частотах эталонные свойства колебательных систем выше (при одних и тех же добротности Q и R_э). Наиболее широко умножение частоты используется на коротких волнах, где понижение частоты задающего генератора особенно важно. Кроме указанного выше, применение умножителей частоты в многокаскадных передатчиках уменьшает паразитную связь между отдельными каскадами и, следовательно, повышает устойчивость работы передатчика. В передатчиках с угловой модуляцией умножители используются для увеличения индекса модуляции.

Основными параметрами умножителей являются кратность умножения n, рабочая частота, энергетические показатели (выходная мощность, КПД ) и др.

По типу используемых приборов умножители частоты могут быть разделены на два класса: умножители на нелинейных активных элементах (лампы, транзисторы), и умножители на пассивных нелинейных элементах (диоды, варикапы). При использовании резистивного нелинейного элемента (диод, лампа или транзистор) коэффициент преобразования, или КПД умножителя равен: h_n=Р_нn/ P_вх, где Р_нn - мощность n -ой гармоники в нагрузке, Р_вх - мощность на входе умножителя. Известно, что при использовании резистивного нелинейного элемента (диод, лампа, транзистор) h_n не превышает величину 1/n² , тогда как при использовании реактивного нелинейного элемента при не слишком больших значениях n он может быть близок к 1.

1.9.1.1. Ламповые и транзисторные умножители частоты

Ламповый (транзисторный) умножитель частоты представляет собой генератор с независимым возбуждением, анодный (коллекторный) контур которого настроен на n-ю гармонику частоты напряжения возбуждения. Работа этих умножителей частоты основана на использовании нелинейных свойств электронной лампы или транзистора. Основные отличия умножителя от усилителя заключаются в том, что, во-первых, анодный (коллекторный) контур возбуждается не первой, а n-й гармоникой анодного (коллекторного) тока, и, во-вторых, высокочастотное напряжение на аноде (коллекторе) меняется с частотой в n раз большей, чем частота высокочастотного напряжения возбуждения (n - коэффициент умножения). Режим работы умножителя должен обеспечить максимальное значение той гармоники анодного (коллекторного) тока, которая соответствует степени умножения частоты n. Поэтому угол отсечки q анодного (коллекторного) тока умножителя выбирается так, чтобы амплитуда требуемой гармоники имела максимальное значение. Из рис.1.3 видно, что при косинусоидальной форме импульсов анодного тока амплитуда второй гармоники имеет максимум при q = 60°, а третьей - при q =40⁰ (то есть q_оpt@120⁰/n) . Энергетические показатели умножителей частоты всегда намного хуже, чем усилителей. Действительно, мощность на выходе умножителя и его электронный КПД h_n равны:

P_~n=0,5a_ni_amaxx_nE_a,

,

где .

Здесь - максимальное значение импульса анодного тока лампы в выбранной рабочей точке; -эквивалентное сопротивление анодного контура на n-ой гармонике; a₀, a_n - коэффициенты разложения соответственно постоянной составляющей и n -ой гармоники косинусоидального импульса анодного тока; x_n - коэффициент использования по анодному напряжению лампы умножителя. Если электронная лампа используется по току при умножении частоты так же, как при усилении (т.е. i_amax не изменяется), то для того, чтобы коэффициент использования x_n умножителя был таким же, как x усилителя, эквивалентное сопротивление анодного контура умножителя должно быть больше, чем R_э усилителя в раз, что не всегда возможно осуществить, поскольку величина R_эn= , где r_n - характеристическое сопротивление анодного контура наn-ой гармонике, ограничивается выходной емкостью лампы. Однако, даже в тех случаях, когда удается увеличить в требуемое число раз, мощность на выходе умножителя оказывается все-таки меньше, чем у усилителя, приблизительно в раз и при более низком электронном КПД.

Из-за низких значений электронного КПД умножение частоты производится всегда в маломощных каскадах. Обычно умножители ставят либо после буферного каскада, следующего непосредственно за задающим генератором, либо сразу после задающего генератора. В последнем случае умножитель выполняет функции буферного каскада, то есть работает без сеточных токов.

В умножителях частоты импульс анодного тока, проходящий через лампу один раз за каждый период частоты напряжения возбуждения, возбуждает анодный контур только один раз за n периодов колебаний в нем. По этой причине добротность анодного контура должна быть достаточно высокой. Колебания в анодном контуре умножителя можно считать практически синусоидальными только при выполнении условия Q ³ 5n . При удвоении и утроении частоты это условие обычно хорошо выполняется. При n > 3 его выполнение может оказаться затруднительным. Необходимо также иметь в виду, что при больших значениях n оптимальный угол отсечки анодного тока q_opt=120°/n мал, и амплитуда переменного напряжения на управляющей сетке лампы, обеспечивающая удовлетворительное её использование по току, может оказаться настолько велика, что возникает опасность пробоя в пространстве катод - управляющая сетка

Форма импульсов анодного тока ламповых умножителей отличается от косинусоидальной, однако, поскольку проницаемость ламп мала, при инженерном расчете удвоителей и утроителей допустимо пользоваться соотношениями, полученными для усилителей. Еще более далеки от косинусоидальной формы импульсы коллекторного тока транзисторных умножителей, поэтому в выходной колебательный контур, настроенный на требуемую гармонику, включают шунты, настроенные на наиболее интенсивные гармоники рабочей частоты (в удвоителях - на первую, в утроителях - на первую и на вторую).

1.9.1.2. Варакторные умножители частоты

Варактор представляет собой полупроводниковый диод. В качестве нелинейного элемента используется нелинейная ёмкость p-n-перехода, которая складывается из барьерной и диффузионной емкостей, С_б и С_д. При закрытом переходе емкостью варактора является барьерная емкость С_б, а при открытом к ней добавляется диффузионная емкость С_Д. Известно, что барьерная ёмкость закрытого p-n-перехода нелинейно зависит от приложенного напряжения U (рис.1.13а), но её величина и нелинейность невелики, поэтому умножители, работающие при полностью закрытом переходе используют на частотах выше 10 ГГц в удвоителях и утроителях частоты. На более низких частотах в умножителях с большей кратностью умножения ( n>3) используют режим с отпиранием р-n-перехода, когда доминирующую роль играет диффузионная ёмкость С_д, которая на несколько порядков больше С_б, а её нелинейность очень велика (рис.1.13а). При этом преобразуемая мощность и коэффициент преобразования оказываются достаточно большими при высокой кратности умножения (до n =5-7). Эквивалентная схема варактора изображена на рис.1.13б, где r_р-сопро-тивление рекомбинации, а r_м – сопротивление полупроводникового материала, а также потери, обусловленные конечным временем восстановления закрытого состояния p-n-перехода. Для эффективного умножения необходимо, чтобы при открытом p-n-переходе ток, протекающий через диффузионную емкость С_д существенно превышал ток через сопротивление рекомбинации r_р, для этого рабочая частота должна быть достаточно высокой: w₁>10/r_рС_д . С другой стороны, частота должна быть достаточно низкой, чтобы потери на сопротивлении r_м были относительно малы, т.е. w₂<0,1/r_мС_б. Таким образом, рабочие частоты варакторного умножителя должны находиться в интервале частот w₂ < w_раб < w₁, при этом частота на входе умножителя w_вх > w₂, а частота на его выходе Nw_вз<w₁.

Рис.1.14

Структурная схема варакторного умножителя изображена на рис.1.14, она содержит пассивный нелинейный элемент НЭ, входной и выходной фильтры, Ф_вх и Ф_вых , и цепь смещения. В качестве входного фильтра может быть использован фильтр нижних частот, а в качестве выходного - полосовой фильтр.

1.9.2. Понижение КПД генератора из-за высших гармоник

При изучении лампового генератора предполагалось, что напряжение возбуждения на его управляющей сетке изменяется по косинусоидальному закону, т.е. u_g=U_gmcoswt. В действительности, вследствие импульсного характера анодного и сеточного токов и обусловленных этим высших гармоник в сеточной цепи, форма сеточного возбуждения может сильно исказиться, что повлечёт за собой понижение электронного кпд генератора.

В течение той части периода, когда остаточное напряжение между сеткой и катодом е_g отрицательное, сеточный ток отсутствует, он появляется лишь в ту часть периода, когда это напряжение на сетке становится положительным. Следовательно, для сеточного тока промежуток сетка-катод представляет собой нелинейную цепь, которую при индуктивной связи контура возбудителя c

а) б)

Рис.1.15

сеточной цепью генератора (рис.1.15а) можно представить эквивалентной схемой рис.1.15б, где диод символизирует нелинейный характер сеточной цепи, а r_g - входное сопротивление лампы, которое зависит от ее электронного режима. В сеточной цепи действуют напряжение смещение Е_g и наводимая из контура возбудителя эдсU_gmcoswt. Если бы индуктивности L_g не было, в цепи сетки протекали бы импульсы сеточного тока i_g с углом отсечки q_g= – arccos .

а) б)

Рис.1.16

Индуктивность L_g в сеточной цепи препятствует нарастанию сеточного тока и замедляет его уменьшение, поэтому форма импульсов сеточного тока искажается (рис.1.16а). При решении подобных задач ток, протекающий в нелинейной цепи рис.1.15б, представляют суммой двух токов - свободного i_св и вынужденного i_вын, т.е. i_g= i_св + i_вын.

Свободный ток i_св может быть найден из дифференциального уравнения

Таким образом, уравнение дла тока i_g имеет вид:

i_g = + A .

Рис.1.17

Коэффициент А можно определить из условия, что в момент времени t₁ (рис.1.16) ток i_g=0, т.е.:

0 = + A ,

откуда

А =- [ ] .

Тогда:

i_g= - [ ] .

На рис.1.16б показаны диаграммы токов и напряжений в сеточной цепи. Импульс сеточного тока начинается при t = t₁ и заканчивается при t = t₃, когда вынужденный ток равен свободному току, но имеет обратное направление. При L_g=0 ток i_g прекратился бы в момент времени t₂, следовательно из-за индуктивности L_g длительность импульса сеточного тока возрастает. Напряжение между сеткой и катодом будет иметь ту же форму, что сеточный ток.

При прекращении сеточного тока в цепи остаются только напряжения смещения E_g и напряжение возбуждения U_gmcoswt, поэтому в момент времени t₃ происходит скачок напряжения, как показано на рис.1.17. рис.1.17. Результирующее напряжение на сетке е_g показано на рис.1.17 сплошной линией, пунктиром показано напряжение e_g при L_g=0. Чем больше индуктивное сопротивление катушки wL_g и импульс тока i_gmax, тем сильнее искажена форма напряжения сеточного возбуждения. Поскольку проницаемость лампы мала, соответственно искажается и форма импульса анодного тока i_a - он становится уплощенным и более длительным. У такого импульса уменьшается отношение a₁/a₀ и, следовательно, понижается электронный КПД (на рис.1.17 пунктиром показан неискажённый импульс). Эти явления должны сказываться сильнее при работе генератора в перенапряженном режиме, так как тогда сеточные токи больше и, следовательно, сопротивление r_g меньше, чем в недонапряженном режиме.

Искажения импульса анодного тока из-за высших гармоник в сеточной цепи можно также объяснить наличием высших гармоник сеточного тока - I_g2, I_g3 и др. Если бы сеточный ток изменялся по косинусоидальному закону с амплитудой I_g1, напряжение между сеткой и катодом лампы не было бы искажено, оно было бы сдвинуто по фазе относительно наводимой из контура возбудителя эдс U_g, а его амплитуда былабы равна:

Так как сеточный ток имеет форму импульсов, он богат высшими гармониками, которые создают падения напряжения на катушке L_g- I_g22wL_g, I_g33wL_g и т.д., вследствие чего форма сеточного напряжения искажается.

Для устранения этого явления необходимо, чтобы сеточная цепь представляла малое сопротивление для высших гармоник. Наилучшей является ёмкостная связь с предыдущим каскадом, так как конденсатор связи представляет для высших гармоник малое сопротивление.

1.9.3. Повышение КПД генератора за счет высших гармоник

Ранее было установлено, что генератор отдаёт наибольшую мощность при работе генераторной лампы в граничном режиме, т.е. при коэффициенте использования x = x_{к р}= и U_a = U_акр. При x>x_кр режим становится перенапряжённым, в импульсе анодного тока появляется сед­ловина, приводящая к резкому уменьшению первой гармоники анодного тока I_al и уменьшению мощ­ности генератора.

Рис. 1.18

Можно было бы существенно улучшить энергетические показатели гене­ратора, если бы удалось исказить должным образом форму колебательного напряжения на аноде, так, чтобы увеличить x за пре­делы его критического зна­чения без перехода генера­тора в перенапряженный режим (т.е. без искажения формы им­пульса анодного тока). Одним из путей безболезненного увеличения коэффициента использования x является искажение формы переменного анодного напряжения е_а, действующего между анодом и катодом лампы, при котором при значениях wt, близких к 2np (где n = 0; 1, 2…) его мгновенные значения не превышали бы допустимой величины. Этого можно добиться, если последо­следовательно с напряжением первой гармоники U_а1 включить в анодную цепь лампы напряжение третьей гармоники основной частоты U_a3, противофазноенапряжениюU_а1. На рис.1.18 показана форма кривой результирующего напряжения е_а между анодом и катодом лампы, равного сумме всех напряжений, действующих между этими электродами:

e_a = E_a - U_a1coswt + U_a3cos3wt .

Из рисунка видно, что амплитуда первой гармоники переменного напряжения на аноде U_а1 больше U_а1кр, хотя режим не становится перенапряженным. При этом отдаваемая генератором мощность и его КПД увеличиваются. Для того,чтобы выделить напряжение третьей гармоники U_a3 в анодную цепь включают дополнительный контур L₃C₃, настроенный на тре­тью гармонику (рис1.19).

Рис.1.19

Этот контур представляет для неё активное со­противление R_э3=r₃Q₃ и весьма малое реактивное сопротивление для про­чих гармоник, в том числе и для первой. Угол отсечки анодного тока должен быть немного больше 90⁰, при этом фазы составляющих третьей и первой гармоник анодного тока противоположны (рис.1.3). Напряжение между сеткой и катодом е_g, как всегда, равно сумме напряжения смещения и мгновенных значений напряжения возбуждения:

e_g = E_g + U_gcoswt

Расчеты показывают, что при =~ 0,25 можно сохранить у генератора граничный режим при U_a1» Е_а, что совершенно невозможно при косинусоидальном напряже­нии на аноде.

Следует отметить, что изменение в процессе настройки элементов одного из контуров влияет на состояние другого, поэтому бигармонические режимы используют главным образом в неперестраиваемых (или редко перестраиваемых) передатчиках длинных и средних волн.

Исследования показали, что напряжение третьей гармоники может быть противофазным и при угле отсечки анодного тока, меньшем 90°, но при условии, что импульс анодного тока будет упло­щенном, или имеющем седловину. Аналогичный эффект может быть по­лучен также путем использования второй гармоники вместо третьей.

Еще одним способом получения тех же результатов является неболь­шаярасстройка анодного контура генератора, работающего в перенапряженном режиме. При работе лампы в перенапряженном режиме импульс анодного тока из-за седловины имеет относительно большую про­тивофазную составляющую третьей гармоникиI_a3. Хотя анодный контур представляет для неё небольшое ёмкостное сопротивление Z_ЭЗ»R_э/ Q, на нём всё же появляется некоторое напряжение U_а3 = I_a3Z_э3,которое отстаёт по фазе от I_a3 на 90°. Если анодный контур настроен на частоту немного выше рабочей частоты, т.е.w>w_раб, то для последней он представляет собой комплексное сопротивление ин­дуктивного характера, поэтому падение напряжения на нём U_a3 = I_а3Z_э3 опережает по фазе ток I_a1 на 90⁰. В результате напряжение U_a3 оказывается почти противофазным напряжению U_а1. Такое искажение формы колебательного напряжения на аноде при небольшой расстройке анодного контура приводит к увеличению первой гармоники анодного тока I_a1, а вместе с ней и тока в контуре. При этом может заметно повыситься и КПД генератора. Этот метод иногда ис­пользуют в передатчиках с анодной модуляцией, оконечный каскад которых работает в перенапряжённом режиме.

1.10. Совместная работа ламп в генераторе

В тех случаях, когда одной лампы какого-либо типа оказывается недостаточно для обеспечения заданной мощности соединяют несколько генераторных ламп для работы на одну нагрузку. Различают две схемы такого соединения: параллельную и последовательную. Заметим, что последовательная, или так называемая двухтактная схема, применяется не только в тех случаях, когда одной генераторной лампы недостаточно для обеспечения заданной мощности. Она часто применяется при симметричном выходе генератора, а также для обеспечения требуемой фильтрация высших гармоник.

1.10.1. Параллельное соединение ламп

При параллельном включении АЭ (ламп, или транзисторов) все их одноименные электроды соединяются друг с другом (рис.1.20а). Эквивалентная схема генератора представлена на рис.1.20б). Параллельно включенные лампы можно заменить одной эквивалентной лампой с эквивалентными параметрами. Проницаемость для суммарного тока D и коэффициент напряженности m_g для сеточного тока включенных параллельно ламп n имеют то же значение, что для одной лампы.

Рис.1. 20

Крутизна статических характеристик включенных параллельно n ламп увелич ивается в n раз, а их внутреннее сопротивление в n раз уменьшается. Крутизна линии критического режима эквивалентной лампы, заменяющей n параллельно включенных ламп, в n раз увеличивается. Увеличиваются в n раз и межэлектродные емкости эквивалентной лампы.

Напряженность режима любого лампового генератора определяется соотношением остаточных напряжений, действующих на аноде и на сетке лампы, поэтому если все включенные параллельно лампы имеют одинаковые параметры, то при заданных напряжениях на их сетках критический режим генератора независимо от количества включаемых ламп наступает при одном и том же значении напряжения на контуре U_к., т.е. критический коэффициент использования x_кр не зависит от числа включенных ламп.

Протекающая через колебательный контур первая гармоника анодного тока n ламп в n раз больше чем одной лампы. Следовательно, для получения критического режима, т. е. для обеспечения определенного напряжения на контуре U_К при n параллельно включенных лампах, потребуется в n раз меньшее сопротивление анодной нагрузки генератора.

С уменьшением анодной нагрузки уменьшается шунтирующее действие межэлектродных емкостей, включенных параллельно колебательному контуру. Таким образом, хотя при параллельном включении ламп межэлектродные емкости увеличиваются, их шунтирующее действие остается прежним.

При выходе из строя одной из ламп напряжение на контуре уменьшается, поскольку при этом уменьшается напряжение на контуре: при двух работающих лампах оно равно U_к=(I_a1(1)+I_a1(2))R_э и кажущееся сопротивление нагрузки одной лампы R_э(1)= U_к / I_a1(1)= R_э(1+ I_a1(2)/ I_a1(1)), при выходе из строя одной лампы кажущееся сопротивление нагрузки оставшейся лампы становится равным

R_эг(1) = U_к/I_a1(1)= R_э, т.е. уменьшается вдвое. Из нагрузочных характеристик генератора (рис.1.21а) видно, что если обе лампы работали в критическом режиме, то при выходе из строя одной из ламп режим оставшейся лампы станет недонапряженным, потери на ее аноде резко возрастут, а мощность на выходе генератора уменьшится более чем вдвое. Т.о, в аварийном режиме выходная мощность уменьшается в четыре раза. Если же режим был перенапряженным, то аварийный режим может стать критическим, и в этом случае уменьшение мощности генератора будет менее значительным (рис.1.216).

Параметры ламп, даже одного и того же типа, всегда несколько отличаются, поэтому электронные режимы включенных параллельно ламп тоже разные, и выходная мощность генератора всегда меньше суммы номинальных мощностей этих ламп.

Параллельное включение ламп применяют главным образом в передатчиках длинных и средних волн. Обычно параллельное соединение более двух ламп стараются не использовать.

1.10.2. Последовательное соединение ламп (двухтактная схема)

Схема последовательного соединения ламп, так называемая двухтактная схема. Переменные напряжения на управляющие сетки первой и второй ламп подаются в противофазе. Вследствие этого импульсы анодного тока этих ламп будут сдвинуты по фазе на 180⁰ .

Рис.1.24

Помимо импульсов анодного тока, показаны также первая, вторая и третья гармоники этого тока. Из рисунка видно, что нечетные гармоники токов ламп сдвинуты по фазе на 180°, а фазы четных гармоник совпадают. Если схема полностью симметрична, лампы имеют одинаковые параметры, а напряжения, приложенные к их управляющим сеткам, одинаковы по величине и противоположны но фазе, то на анодах первой и второй ламп возникнут одинаковые по величине и также противоположные по фазе напряжения. В этом случае на контурной катушке индуктивности L_к (рис.1.22) есть точка, в которой напряжение по отношению к катодам ламп равно нулю. На рис.1.24 показана эпюра распределения напряжения вдоль контурной катушки индуктивности относительно ее средней точки "0" для обоих полупериодов колебаний (для одного полупериода - сплошной линией, для другого - пунктиром). Если соединить эту точку накоротко с катодами ламп, то в режиме работы схемы не произойдет изменений (влиянием высших гармоник на работу схемы пренебрегаем). При этом для токов первой гармоники двухтактную схему можно разделить на две однотактные схемы (рис.1.25). Такое разделение позволяет использовать весьма простой порядок расчета двухтактного генератора. Предварительно рассчитывают обычным способом одно плечо двухтактной схемы, а затем удваивают полученные значения для напряжения возбуждения, напряжения на контуре, сопротивления нагрузки, а также полезную и подводимую мощности ламп генератора.

Рис.1.25

Для токов первой гармоники (и всех нечетных гармоник) двухтактную схему можно заменить эквивалентной схемой, приведенной на рис.1.26а, из которой видно, что контурные токи обеих ламп складываются: через катушку индуктивности контурные токи первой и второй ламп протекают в одном направлении и имеют одну и ту же фазу. В конденсаторах контура токи разных ламп имеют разные направления, однако если, например, в емкости С ток первой лампы – емкостный, ток второй лампы, протекающий через эту емкость - индуктивный, следовательно, эти токи сдвинуты один относительно другого на 180⁰ и, в конечном счете, складываются.

Рис.1.26.

В проводе, соединяющем контур с катодами ламп, токи нечетных гармоник обеих ламп направлены в разные стороны. Если схема сбалансирована, то сумма этих токов будет равна нулю, и в этом случае эквивалентная схема генератора примет вид, показанный на рис.1.26б. Из рисунка видно, что ток одной лампы как бы является продолжением тока другой, поэтому двухтактное включение ламп и называют последовательным включением.

Если схема симметрична, то для тока первой гармоники (и для всех нечетных гармоник) схемы рис.1.22 и рис.1.25 идентичны. Однако, в аварийном режиме (при выходе из строя одной из ламп) между этими схемами есть существенная разница. При выходе из строя одной из ламп схемы рис.1.25 режим другой лампы не изменится, так как в этой схеме каждое плечо работает самостоятельно. В схеме же рис.1.22 при выходе из строя одной из ламп существенно изменяется режим другой лампы. Действительно, при одновременной работе обеих ламп через емкость и индуктивность контура этой схемы протекают токи первой и второй ламп (речь идет о первой гармонике анодного тока). При этом напряжение на емкости С, т. е. напряжение между анодом и катодом U_а каждой лампы удваивается, и, следовательно, удваивается значение кажущегося сопротивления анодной нагрузки одной лампы, которое равно половине полного эквивалентного сопротивления колебательного контура R_э. При выходе из строя одной из ламп напряжение U_а уменьшается вдвое, уменьшится вдвое и кажущееся сопротивление нагрузки оставшейся лампы. (Это можно показать и иначе: эквивалентное сопротивление анодного контура равно R_э=(2r)² /r_н , где r=1/wС, а r_н - сопротивление нагрузки, внесенное в контур. Кажущееся сопротивление нагрузки одной лампы при этом равно R_э(1).=0,5×R_э=2r²/ r_н. При выходе из строя одной лампы эквивалентное сопротивление контура для оставшейся лампы станет равным R_э(1)=(r)²/r_н, т.е. в два раза меньше).

Таким образом, при выходе из строя одной из ламп двухтактной схемы (рис.1.22) режим ламп генератора изменяется, он становится недонапряженным. Изменение мощности при выходе из строя одной из ламп можно определить по нагрузочным характеристикам, так же, как это делалось в случае параллельного включения ламп генератора (Рис.1.20).

Выше было показано, что токи четных гармоник обеих ламп совпадают по фазе, т.е., при полном балансе схемы аноды ламп эквипотенциальны. Из рис.1.27а, видно, что токи четных гармоник в контурной катушке направлены в разные стороны и, следовательно, результирующий ток четных гармоник в катушке индуктивности равен нулю и для токов четных гармоник контурную катушку индуктивности можно из двухтактной схемы исключить (рис.1.27б). Однако,необходимо помнить, что относительно земли эта катушка находится под напряжением тока второй гармоники. Для токов четных гармоник лампы включены параллельно (рис.1.27в).

Соединение средней точки контурной катушки с катодами ламп изменяет распределение четных гармоник в ветвях контура, показанное на рис.1.28. Для четных гармоник схемы рис.1.27а и рис.1.28 не идентичны: очевидно, что фильтрация четных гармоник в схеме рис.1.28 намного хуже.

Рис.1.27.

Рис.1.28

Рассмотренная двухтактная схема имеет ряд существенных преимуществ по сравнению с параллельной схемой. При параллельном включении ламп переменные напряжения на их сетках и анодах имеют одинаковое значение для всех включенных ламп, и если лампы не идентичны они будут работать в разных режимах, поэтому полная полезная мощность при параллельном включении ламп не равна алгебраической сумме мощностей отдельных ламп.

При двухтактном включении ламп имеется возможность регулировать напряжения на управляющих сетках и на анодах каждой лампы в отдельности. Это позволяет более правильно подобрать их режим, вследствие чего при одном и том же номинале ламп всегда получается несколько большая полезная мощность по сравнению с параллельной схемой.

Для повышения устойчивости работы лампового генератора применяют мостовую нейтрализацию проходной емкости генераторной лампы - емкости сетка - анод (C_ag), из-за которой в триодном генераторе возможно паразитное самовозбуждение. В двухтактных схемах генератора эта нейтрализация более совершенна.

Следует отметить, что благодаря отсутствию четных гармоник в одной из ветвей контура сбалансированной двухтактной схемы, уровень четных гармоник на ее выходе очень мал, а отсутствие тока основной частоты в питающих проводах позволяет уменьшить стоимость и габариты фильтров в этих цепях, а также несколько повысить КПД генератора. Наконец, применение двухтактной схемы особенно удобно при симметричном выходе генератора. Указанные преимущества двухтактной схемы делают ее более выгодной не только по сравнению с параллельной схемой, но также и по сравнению с однотактным одноламповым генератором. Многие из указанных преимуществ сказываются тем сильнее, чем короче волна.

На рис.1.29 показаны схемы связи двухтактной схемы с нагрузкой. Следует отметить, провод, соединяющего среднюю точку контура с катодами ламп, необходим, хотя, как указывалось выше, при точной балансировке схемы ток основной частоты по нему не проходит. Однако, опыт показывает, что отсутствие этого провода резко ухудшает работу схемы, поскольку при этом устраняется и путь для токов четных гармоник. В этом случае они пройдут через блокировочный дроссель источника питания и создадут на нем большое падение напряжения, которое в сильной степени исказит форму анодного напряжения и нарушит нормальную работу схемы.

а) б)

Рис.1.29.

Для получения лучшей фильтрации высших гармоник катоды лампы необходимо соединять со средней точкой емкостной ветви контура, которая представляет малое сопротивление для токов высших гармоник и не связана с выходом схемы (рис. 1.29а), при этом в ветви контура, связанной с нагрузкой, токи четных гармоник отсутствуют. Однако, последнее еще не гарантирует полностью от прохождения четных гармоник в нагрузку, поскольку контурная катушка находится под напряжением четных гармоник относительно земли, которые передаются в нагрузку через паразитные емкости (рис.1.29а). Для уменьшения паразитной емкостной связи с нагрузкой используют электростатические экраны, состоящие из изолированных один от другого проводов, замкнутых и заземленных с одной стороны (рис.1.29б). В качестве индуктивных элементов схемы рис.1.29а на коротких волнах используют связанные двухпроводные линии.

Итак, преимуществами двухтактной схемы по сравнению с однотактной являются:

• удобство работы на симметричную нагрузку (например, на симметричную антенну, симметричный двухпроводный фидер и др.);
• ослабление четных гармоник рабочей частоты;
• легче обеспечивается устойчивость схемы;
• меньше емкость, вносимая в контур АЭ.

Недостатками двухтактной схемы являются:

• высокочастотные напряжения здесь вдвое больше, чем в однотактной;
• трудности, связанные с необходимостью симметрирования;
• вдвое большее число элементов схемы, чем в однотактной схеме, что при прочих равных условиях приводит к снижению надежности.

В аварийном режиме схемы равноценны.

1.11. Схема с заземленной сеткой

Cхема с заземленным – общим - катодом (ОК), входная и выходная цепи лампы связаны проходной емкостью лампы С_аg, которая у генераторных триодов достигает десятков и сотен пФ (в зависимости от мощности лампы). Наиболее опасным проявлением этой связи является обратная реакция напряжения в анодной цепи на цепь сетки: из-за емкости С_аg на управляющей сетке появляется напряжение обратной реакции, DU_g, которое тем больше, чем больше эта емкость и чем выше рабочая частота. Если это напряжение совпадает по фазе с создаваемым возбудителем напряжением возбуждения U_g, то при достаточно сильной обратной связи возможно паразитное самовозбуждение. В 1929г. М.А. Бонч-Бруевичем была предложена схема генератора с заземленной общей - сеткой (ОС). В этой схеме нагрузка генератора - анодный контур - включена между анодом и заземленной управляющей сеткой, поэтому входная и выходная цепи генераторной лампы связаны не емкостью С_аg, как в схеме с ОК, а выходной емкостью лампы С_ак, которая в десятки раз меньше емкости С_аg. Особенности этой схемы можно уяснить из рис.1.30а. Независимо от того, какой из электродов генераторной лампы заземлен, фазовые соотношения между переменными напряжениями, действующими на электродах лампы (рис.1.1), не изменяются, т.е. и в схеме с заземленной сеткой переменные напряжения и – напряжения между анодом и катодом лампы и между управляющей сеткой лампы и катодом – противофазны друг другу, поэтому между анодом и управляющей сеткой, т.е. на контуре, действует переменное напряжение , амплитуда которого равна:

U_agm= U_акm + U_gкm , (1.19)

где U_aкm–амплитуда переменного напряжения на лампе (в схеме с ОК она была равна напряжению на контуре U_к), а U_gк=U_gm–амплитуда напряжения возбуждения.

Второй особенностью этой схемы является то, что, как видно из рис.1.30а, через входную цепь лампы протекают и сеточный, и анодный токи, поэтому мощность, отдаваемая в сеточную цепь предыдущим каскадом (возбудителем), равна:

Р_возб= 0,5U_gm(I_a1+I_g1) = 0,5I_g1U_gm + 0,5I_a1U_gк (1.20)

Мощность в нагрузке согласно (1.19):

P_~н= 0,5I_a1U_ag=0,5I_a1(U_aк+U_gк)= 0,5I_a1U_aк + 0,5I_a1U_gк (1.21)

В выражении (1.20) первое слагаемое представляет собой мщность Р_g~, расходуемую на возбуждение лампы, как и в схеме с общим катодом лампы, а первое слагаемое в (1.21) – мощность P_~л, развиваемую генераторной лампоей. Второе лагаемое в обеих формулах носит название проходной мощности:

Р_прох=0,5I_a1U_gm. ,

которая поступает от предыдущего каскада в анодный контур, минуя лампу. В связи с этим потери на электродах лампы определяются теми же формулами, что и в схеме с ОК: потери на аноде

Р_а= Р₀- P_~л = Е_аI_а0 - 0,5I_a1U_{aк ,}

а потери на сетке:

P_g= Р_g~ - P_g0 = 0,5I_g1U_gm-÷E_g÷I_g0

где Е_а и Е_g – соответственно напряжение питания анода и напряжение сеточного смещения, I_a1, I_a0, I_g1 и I_g0 – составляющие импульсов анодного и сеточного токов. Электронный КПД генератора h= P_~л/Р₀.

Эквивалентное сопротивление анодного контура в схеме с ОС равно:

R_э= = ,

где - эквивалентное сопротивление анодного контура в схеме с ОК. Таким образом, в схеме с ОС величина R_э несколько больше, чем в схеме с ОК.

Входное сопротивление схемы с ОС:

R_вх=

Согласно (1.4) I_a1= S_ср(U_g+DU_ак), а т.к. проницаемость D мала, то I_a1@ S_cрU_g.

Тогда:

R_вх@ 1/S_ср=a_i/S

Из рис.1.6а следует, что входное сопротивление схемы с ОС тем меньше, чем больше угол отсечки анодного тока и ее крутизна. Поскольку анодный ток в несколько раз больше сеточного тока, то и входное сопротивление лампы в схеме с ОС в несколько раз меньше, чем в схеме с ОК. Так как при изменении электронного режима лампы токи анода и сетки меняются в противоположных направлениях, то входное сопротивление схемы с ОС сохраняет относительное постоянство.

Формулы (1.20) и (1.21) можно представить в виде:

Р_возб= 0,5U_gmI_g1(1 + )=Р_g~(1 + ) ( 1.20)

и

P_~н= 0,5I_a1U_aк=0,5I_a1U_aк(1+ )=Р_~л(1+ ) , ( 1.21)

где Р_g~ - мощность, расходуемая на возбуждение лампы, а Р_~л – мощность, развиваемая лампой. Из этих формул видно, что в схеме с ОС требуемая от возбудителя мощность намного больше, чем в схеме с ОК, при этом мощность в нагрузке здесь незначительно больше, чем в схеме с ОК. Отсюда следует, что коэффициент усиления по мощности лампы в схеме с ОС меньше, чем в схеме с ОК. Расчеты показывают, что наибольший коэффициент усиления по мощности имеет место при угле отсечки анодного тока q=90⁰.

При расчете построенного по схеме с ОС генератора на заданную мощность Р_зад от лампы требуется несколько меньшая мощность за счет проходной мощности, поступающей в нагрузку от возбудителя: Р_~л@(0,90 - 0,93)Р_зад .

Обычно управляющую сетку заземляют по высокой частоте через конденсатор, емкость которого должна быть равна С_g >200C_ag. Катод изолируют от земли дросселями L_н (рис.1.30б). Через эти дроссели протекает весь ток накала, I_н, а также ток , эффективное значение этих токов равно:

ωI_eff= .

Требуется, чтобы I_eff был больше I_effнак хотя бы на 5%, т.е. должно выполнятся неравенство ωL_н ≤ 2 . Конденсаторы С_н – разделительные, их величина должна быть такой, чтобы Х_Сн<<X_вх.л., т.е. С_н>>С_{вх.лампы}.

При необходимости схему с ОС можно использовать и в качестве умножителя частоты, при этом анодный контур настраивают на частоту гармоники, а поступающая от возбудителя проходная мощность Р_прох в анодном контуре не выделяется, поскольку он настроен на другую частоту.

Как правило, схему с ОС используют в генераторах, предназначенных для работы в диапазонах коротких и ультракоротких волн, где устойчивость схемы с ОС оказывается недостаточной из-за влияния индуктивности сеточного вывода L_g (рис.1.30в). Из этого рисунка видно, что емкостный ток I_ag, создаваемый напряжением на анодном контуре U_к и опережающий это напряжение на 90⁰ (рис.30г), проходит через емкость C_ag, являющуюся на УКВ основной частью емкости контура. Этот ток создает на индуктивности сеточного вывода L_g падение напряжения ΔU_Lg=I_agωL_g, которое опережает ток I_ag на 90⁰, оно противоположно напряжению на контуре U_к и, следовательно, совпадает по фазе с напряжением возбуждения генератора U_g. Таким образом, из-за индуктивности сеточного вывода L_g возникает напряжение Δu_Lg, которое поддерживает существующие в генераторе колебания, т.е. в схеме имеет место положительная обратная связь между выходом схемы и ее входом (напряжение возбуждения и напряжение на контуре противоположны по фазе относительно земли – при определении фазы напряжения необходимо учитывать относительно какой точки оно отсчитывается). При выполнении условий баланса амплитуд и фаз в схеме с ОС возникнут автоколебания. Для обеспечения устойчивой работы схемы в возможно более широком диапазоне частот необходимо стремиться к тому, чтобы индуктивность L_g и выходная емкость лампы С_ак были минимальны. Эти требования принимаются во внимание при конструировании как ламп, так и усилителя в целом. Для уменьшения С_ак лампа должна иметь густую сетку. Вывод сетки делается кольцевым, индуктивность которого незначительна.

1.12. Методы получения больших мощностей

В тех случаях, когда одна генераторная лампа не обеспечивает требуемую мощность, используют несколько ламп, работающих на общую нагрузку (см.1.10). Однако, из-за разброса параметров ламп и трудности обеспечения идентичности их возбуждения, мощность на выходе передатчика возрастает непропорционально числу ламп. Кроме того, при увеличении числа ламп ухудшается надежность работы передатчика, поскольку затрудняется борьба с паразитным самовозбуждением, увеличивается вероятность возникновения неисправностей и др. В связи с этим для получения больших мощностей используют три основных метода:

• сложение мощностей системы блоков в общем контуре;
• мостовое сложение мощностей;
• сложение мощностей в пространстве (в "эфире").

1.12.1. Сложение мощностей системы блоков в общем контуре

При таком способе сложения мощностей каждый блок содержит небольшое число генераторных ламп и отдельный анодный контур. Анодные контуры всех блоков связаны с общим промежуточным контуром, или антенной. Возможны различные варианты построения системы в целом, отличающиеся как схемой включения элементов связи общего контура с контурами отдельных блоков, так и схемами колебательных систем блоков и общего контура. В качестве примера на рис.1.31 изображена схема с последовательным включением катушек связи общего контура с блоками. Изменяя связь контура блока с общим контуром можно регулировать нагрузку блока. Ослабив связь блока до нуля и отключив его источники питания, можно заменить в нем неисправную лампу, или произвести иной ремонт во время работы остальных блоков.

Рис.1.31

Наличие связи между блоками через общий нагрузочный контур осложняет работу системы. Так, при выходе из строя лампы одного из блоков в его анодном контуре, связанном с нагрузочным контуром, развивается очень большой ток и соответствующее напряжение, что может привести к выходу из строя элементов схемы блока. Для защиты аппаратуры блока в каждом контуре предусмотрено его автоматическое замыкание.

Высокочастотное сеточное возбуждение блоков должно быть синфазным, в противном случае блоки будут работать как бы на расстроенную нагрузку. Изменение настройки контура одного блока в некоторой степени отражается на настройке остальных блоков. Все это усугубляется с повышением частоты, поэтому на коротких волнах сложение мощностей системы блоков получило ограниченное применение.

1.12.2. Мостовое сложение мощностей

Мостовое сложение мощностей обеспечивает независимую работу генераторных блоков. Простейшая мостовая схема сложения показана на рис. 1.32. Плечи моста образованы двумя одинаковыми реактивностями Х₁=Х₂, например, емкостями С₁ и С₂, и двумя одинаковыми активными сопротивлениями r_н = r_б. Сопротивление r_н является полезным, это - сопротивление нагрузки (входное сопротивление антенного фидера), а сопротивление r_б является балластным. Высокочастотные генераторные блоки Г₁ и Г₂ включены в диагонали моста. Как известно, при балансе моста между его диагоналями нет связи, поэтому режим работы одного генератора не зависит от того, что происходит с другим: включен ли он, замкнут ли накоротко и проч.

Рис.1.32

Из рис.1.32 видно, что при работе обоих генераторов их токи протекают через балластное сопротивление в противоположных направлениях, т.е. ток в балластном сопротивлении отсутствует. Направления токов в нагрузке одинаковы, поэтому мощности обоих генераторов в нагрузке складываются. При выходе из строя одного из генераторов режим работы другого не нарушается, а его мощность распределяется поровну между нагрузкой и балластным сопротивлением. Таким образом, при выходе из строя одного из генераторов выходная мощность уменьшается в четыре раза: вместо 2Р она становится равной Р/2. Чтобы избежать потери мощности в балластном сопротивлении при выходе из строя одного из генераторов целесообразно переключить работающий блок с моста сложения непосредственно на нагрузку, при этом выходная мощность уменьшится в два, а не в четыре раза.

Рис.1.33

На практике применяются другие варианты мостовых схем, поскольку изображенная на рис 1.32 схема непригодна для практического применения: во-первых, выход одного из генераторов должен быть симметричным, а другого - несимметричным, во-вторых, входные сопротивления моста для обоих генераторов - комплексные, и др. Неидентичность условий работы блоков является является серьезным недостатком этой схемы.

На рис.1.33а изображена более совершенная Т-образная мостовая схема. В зависимости от характера сопротивлений элементов возможны различные варианты этой схемы. Один из них показан на рис.1.33б. Условиями баланса моста здесь являются: wL₁= = r_н и wL₂= r_б=2r_н , при этом генераторы работают независимо друг от друга и в одинаковых условиях, причем, для каждого из них мост представляет активное сопротивление. Т-образная мостовая схема, приведенная на рис.1.33в, выполнена на четвертьволновых отрезках коаксиальной линии; подобные схемы используют на УКВ, в частности, в телевизионных передатчиках изображения.

Мостовой метод сложения мощностей используют и для повышения надежности работы радиостанций, особенно дистанционно управляемых. Радиостанция состоит из двух передатчиков (рис.1.34), мощности которых складываются мостовым устройством (М) в общем антенном фидере. Оба передатчика возбуждают от одного возбудителя (В), синфазность возбуждения обеспечивают фазовращатели (ФВ). Благодаря мостовому устройству передатчики работают независимо друг от друга и отключение одного из них не влияет на работу другого. Для того, чтобы при аварии половина мощности работающего передатчика не терялась бесполезно в балластном сопротивлении коммутирующее устройство автоматически переключает этот передатчик непосредственно на антенный фидер.

Рис.1.34

1.12.3. Сложение мощностей в пространстве

На коротких волнах мощности передатчиков складывают в пространстве, при этом каждый передатчик работает на свою антенну (рис.1.35). В этом случае складываются электромагнитные поля. Для получения хорошей формы результирующей диаграммы направленности антенны должны быть расположены близко одна от другой. Однако, при этом передатчики влияют друг на друга через антенны.

Рис.1.35

Для ослабления связи между передатчиками (между их выходными каскадами) антенны располагают на расстоянии, равном l. Передатчики возбуждают от общего возбудителя. Для того, чтобы поля, создаваемые антеннами, складывались, между токами, питающими антенны, не должно быть сдвига по фазе, поэтому в схеме используют фазовращатели. Нарушение синфазности питания антенн приводит к повороту результирующей диаграммы направленности, Зависимость результирующей диаграммы направленности от фазовых соотношений между токами, питающими антенны, является недостатком этой системы сложения, поскольку для сохранения излучения в нужном направлении фазовые соотношения между питающими антенны токами приходится контролировать и автоматически поддерживать. Однако, с другой стороны, этот недостаток оказывается достоинством, так как изменяя сдвиг фаз между напряжениями возбуждения генераторов можно изменять в некоторых пределах направление излучения - не больше, чем на 10-20⁰ (форма диаграммы направленности при этом несколько меняется, обычно усиливаются боковые лепестки).

Принципы сложения мощностей в эфире нашли широкое применение в радиолокации в виде фазированных антенных решеток (ФАР). На сантиметровых волнах длина отдельных полуволновых вибраторов и расстояния между ними малы. Геометрические размеры генераторов на полупроводниковых приборах мощностью до 10Вт также невелики, это позволяет в небольшом объеме на малой площади разместить до 1000 отдельных ВЧ генераторов - модулей, каждый из которых через управляемый фазовращатель нагружен на индивидуальный симметричный вибратор. Их совокупность образует решетку синфазных излучателей в одной плоскости. Комбинируя количество таких модулей - вибраторов как в одном ряду, так и этажность конструкции, можно сформировать диаграмму направленности в любой плоскости. При этом излучаемая мощность повышается на 2-3 порядка при высокой надежности.

1.13. Ключевые режимы работы ГВВ

Основным условием повышения КПД усилителей мощности является уменьшение остаточного напряжения на открытом электронном приборе. Наилучшие результаты достигаются при использовании ключевого режима работы усилителей мощности (КУМ). В ключевом режиме любой электронный прибор попеременно находится либо в запертом состоянии, то есть в режиме отсечки тока, когда потери в нем практически равны нулю, либо в предельно открытом, когда ток через прибор протекает при минимально возможном напряжении на нем. Последнее достигается при работе прибора в режиме насыщения (граничном режиме), при котором его внутреннее сопротивление минимальное: r_нас =1/S_гр, где S_гр- крутизна линии граничного (критического) режима. Роль активного элемента (АЭ) сводится к переключению тока или напряжения во внешней цепи, а уровень возбуждения АЭ выбирается из условия насыщения прибора при любом из возможных значений тока через него (характерных для выбранного варианта ключевого режима). Амплитуда и форма импульса тока при таком режиме определяются не АЭ, а внешними цепями, в зависимости от вида которых возможны несколько вариантов ключевого режима. Ключевой режим можно использовать только для усиления высокочастотных колебаний с постоянной амплитудой: колебаний с ЧМ и ФМ, с импульсной модуляцией, при телеграфной работе и т.п. Реализация достоинств ключевого режима возможна лишь при использовании АЭ, обладающих хорошими ключевыми свойствами, которые характеризуются отношением остаточного напряжения на открытом приборе к предельному напряжению, допустимому в рабочих условиях в запертом состоянии (U_отп/U_доп). Это отношение определяет относительные потери мощности в режиме насыщения при полном использовании прибора по напряжению. Другим важным показателем является скорость переключения прибора из открытого состояния в закрытое и обратно. Этот показатель, связанный с инерционными свойствами прибора, определяет длительность его работы в активной области и, соответственно, мощность коммутационных потерь.

КУМ классифицируют по типу применяемого AЭ и по принципу их действия. КУМ могут быть построены на лампах, транзисторах и тиристорах. По совокупности ключевых свойств транзисторы превосходят тиристоры, хотя последние позволяют получить большие мощности от одного прибора. Различают два больших класса КУМ: усилители звуковой частоты и модуляторы, принцип действия которых основан на использовании широтно-импульсной модуляции (ШИМ) (обычно их называют усилителями класса Д), и ключевые радиочастотные генераторы. Кроме того, все виды КУМ могут быть выполнены по однотактным и двухтактным схемам.

1.13.1. Ключевые транзисторные генераторы с резистивной нагрузкой

На рис.1.36а изображена простейшая однотактная схема транзисторного КУМ с резистивной нагрузкой [1]. Для анализа процессов, происходящих в схеме генератора его эквивалентную схему удобно представить рис.1.36б, где транзистор заменен ключом Кл с включенным последовательно с ним сопротивлением насыщения r_нас. В установившемся режиме при достаточно больших величинах элементов L_к и С_р через блокировочный дроссель L_к течет только постоянная составляющая коллекторного тока I_к0, а на разделительном конденсаторе С_р действует почти постоянное напряжение, близкое к напряжению источника питания Е_к (амплитуда переменной составляющей напряжения на С_р много меньше Е_к).

На рис.1.36в изображена эквивалентная схема при замыкании ключа – в режиме насыщения транзистора, на рис 1.36г - эквивалентная схема при разомкнутом ключе, т.е. в режиме отсечки.

При замкнутом ключе постоянный ток I_к0 источника Е_к в точке «А» разветвляется. Большая часть его, (I_к0–I_кC), протекает через коллектор, обладающий малым по сравнению с нагрузкой сопротивлением r_{нас ,} а небольшая часть I_кС идет в ветвь нагрузки, подзаряжая конденсатор С_р. (В дальнейшем предполагается, что внутреннее сопротивление источника питания очень мало). Через сопротивление насыщения r_нас протекает также ток разряда конденсатора С_р:

I_C= (1.23) Полный ток через коллекторную ветвь равен: I_кmax = I_к0 – I_кC + . …(1.24)

Конденсатор теряет в этой стадии заряд ΔQ₍₎ =(I_C - I_кС )τ_нас., где τ_нас - время пребывания транзистора в состоянии насыщения. Напряжение на конденсаторе при этом меняется мало, на ΔЕ =ΔQ_(-)/С₀ << Q_C/С₀ =Е_к, что обусловлено неравенством τ_нас<< R_н С₀, которое и служит количественной мерой исходного предположения о большой величине С₀ .

При разомкнутом ключе ток источника питания I_к0 весь идет через ветвь нагрузки, сообщая конденсатору С₀ заряд ΔQ₍₊₎ =I_к0τ_отс., где τ_отс. – продолжительность пребывания транзистора в состоянии отсечки. Постоянный ток через конденсатор С₀ не идет: сколько заряда он приобретает в одной части периода Т =τ_отс.+ τ_нас, столько теряет в другой. Следовательно, ΔQ₍₊₎ = ΔQ_(-) . Подставляя сюда выписанные выражения для ΔQ₍₊₎ , ΔQ_(-) и I_C по (1), получим одно из уравнений, связывающих пока неизвестные величины I_к0 и I_кС - уравнение баланса заряда или тока:

I_к0τ_отс.= τ_нас - I_кСτ_нас ... (1.25)

То же уравнение получается и из рассмотрения баланса заряда, протекающего через ветвь, которая содержит дроссель L_к. Постоянный ток I_к0, протекающий через эту ветвь, замыкается через коллекторную ветвь, так как через разделительный конденсатор он течь не может. За период Т через дроссель переносится заряд I_к0Т. Он возвращается коллекторным током I_кmax за время τ_нас, когда цепь замкнута (рис.1.30в), значит

I_к0Т = I_кmax τ_нас … (1.26) Подставляя сюда I_max по формуле (1.24), придем к тому же уравнению (1.25), которое, следовательно, эквивалентно (1.26).

Второе независимое уравнение получим, рассматривая падение потенциала от точки «А» до точки «В» (рис.1.36в), когда коллекторная ветвь замкнута. С одной стороны, оно равняется I_кmaxr_нас – падению напряжения на сопротивлении r_нас. С другой – сумме напряжений на конденсаторе Е_к и на нагрузке R_н, через которую течет ток (I_кС I_C) (ток и падение потенциала положительны, если направлены вниз от точки «А» к точке «В»). Приравнивая падения напряжения на параллельных ветвях, найдем:

I_кmaxr_нас = Е_к + ( I_кС – I_C )R_н … (1.27)

Подставляя сюда выражения (1.23) для I_C и (1.26) для I_кmax, получим второе уравнение, связывающее I_к0 и I_кС – уравнение баланса потенциалов:

I_к0 ·r_нас = Е_к – + I_кСR_н … (1.28)

Исключая I_кС из уравнений (1.25) и (1.28), найдем основную величину, через которую удобно выражать все характеристики процесса – постоянный ток источника питания I_к0:

I_к0= … (1.29)

Формула (1.29) может быть представлена так, как она приведена в [3]:

I_к0= , …( 1.29’)

Получим формулы для других представляющих интерес характеристик процесса. Когда ключ замкнут ток источника питания I_к0 в точке «А» разветвляется: через коллекторную ветвь идет ток (I_r0I_кс), через нагрузочную ветвь - ток I_кс. Эти токи определяются из уравнений (1.25) и (1.28) после исключения из них Е_к.:

… (1.30) … (1.31)

Таким образом, ток I_к0 распределяется между указанными параллельными ветвями обратно пропорционально их сопротивлениям R_н, и r_нас.

Максимальный ток через коллектор, согласно (1.26), равен I_кmax = I_к0 ,

где по смыслу этой формулы I_к0 является средним за период током через коллектор. Величины максимального и среднего коллекторного токов транзистора в ключевом режиме определяются напряжением Е_к, сопротивлением нагрузки R_н, а также соотношением между временем насыщения и временем отсечки, и не зависят ни от амплитуды возбуждения, ни от параметров транзистора.

При разомкнутом ключе через нагрузку течет ток I_к0. Напряжение на нагрузке равно:

U_н= I_к0R_н ≈ … (1.32) Подставляя в (1.32) выражение I_к0 из (1.29) и учитывая (для упрощения), что r_нас<<R_н., получим, что напряжение на коллекторе приближенно равно (рис.1.36в): U_к= Е_к + I_к0R_н ≈ Е_к/(1- ) ,…(1.33) При замкнутом ключе ток через нагрузку, (I_кС – I_C), согласно (1.23) и (1.31) равен: I_н= – + = – + I_к0 ≈ – …(1.34)

Напряжение на нагрузке:

U_н= – + I_к0 ≈ – Е_к(1– · ) ≈ – Е_к …(1.35)

Оно компенсирует напряжение на конденсаторе Е_к с точностью до малого напряжения на коллекторе:

U_к= I_кmax r_нас << Е_к …(1.36)

На рис.1.37 показаны эпюры токов и напряжений для трех случаев: при τ_нас < τ_отс, τ_нас = τ_отс и τ_нас> τ_отс соответственно. При τ_нас = τ_отс эпюры симметричны. Принимая импульсы коллекторного тока прямоугольными, можно последовательность этих импульсов разложить в ряд Фурье. Уровень гармонических составляющих тока коллектора зависит от относительного времени нахождения транзистора в состоянии насыщения . На рис.1.38 приведены кривые зависимостей коэффициентов a, характеризующих отношение гармонической составляющей I_кn к амплитуде прямоугольного импульса I_кmax, т.е. a_n=f( ). Можно показать, что оптимальным является режим, когда = , при этом угол отсечки коллекторного тока q = . Из рисунка видно,что амплитуда первой гармоники здесь максимальна, т.е. в этом режиме мощность в нагрузке генератора наибольшая, а суммарная мощность высших гармоник в нагрузке – наименьшая. Кроме того, в таком режиме пик-факторы тока и напряжения на коллекторе не больше двух ( П_т= и П_н= ).

Эффективность работы транзистора в ключевом режиме оценивают специальным параметром - электронным КПД h_Э

При использовании ключевого режима в передатчиках необходимо, чтобы колебания в нагрузке были гармоническими, а нагрузка - одинаковой для всех гармоник коллекторного тока. В качестве такой нагрузки используют систему фильтров (рис.1.39) , основная особенность этой схемы - практически постоянное активное входное сопротивление нагрузки во всем диапазоне рабочих частот. Мощность первой гармоники выделяется в основной нагрузке R_н на выходе фильтра нижних частот (ФНЧ), а мощность высших гармоник – в нагрузке

Рис.1.39

R_б на выходе фильтра верхних частот (ФВЧ). Таким образом, уровень мощности высших гармоник в основной нагрузке R_н невелик.

КПД по первой гармонике h_к1 не равняется электронному КПД h_э, он определятся формулой:

h_к1 = Р_~1/Р₀ .

Можно показать, что h_к1 @ 0,81h_Э, и хотя он не выше КПД усилителей мощности с резонансной нагрузкой, мощность рассеиваемая на транзисторе, работающем в ключевом режиме, намного меньше. Диапазонные свойства ключевых генераторов рис.1.39 определяются частотными характеристиками фильтров. Для расширения частотного диапазона используют коммутацию фильтров.

На практике приведенные выше значения КПД h_э и h_к1 могут иметь место лишь на низких частотах. На высоких частотах работа транзистора в ключевом режиме осложняется изза инерционности транзистора и из-за наличия в схеме паразитных реактивностей L_п и С_п, которая на рис.1.36а показана пунктиром. И то, и другое является причиной появления дополнительных потерь мощности.

Потери из-за инерционности транзистора обусловлены тем, что переход транзистора из состояния отсечки в состояние насыщения занимает некоторое время: t_ф - для фронта и t_сп - для спада (рис.40в) [1]. В течение этих интервалов времени транзистор находится в активной области, где потери, т.е. мощность рассеяния на коллекторе, больше, чем в режиме насыщения. На рис.1.40д всплески потерь из-за инерционности транзистора отмечены цифрой 1. Среднее значение этих потерь пропорционально времени t=t_ф+t_сп, когда они имеют место (рис.1.40в). Длительность активных периодов определяется инерционностью транзистора, параметрами схемы и условиями возбуждения. Максимальная частота, при которой их относительная величина не превышает 3% , равна f_max£ .

Коммутатовные потери возникают из-за паразитных реактивностей С_п и L_п (рис.1.36а и 1.36б). В интервале отсечки (при разомкнутом ключе (рис.1.40а) емкость С_п заряжается до напряжения е_max » 2Е_к, а после перехода транзистора в состояние насыщения - разряжается на сопротивление r_нас, при этом импульс тока разряда I_c вызывает искажение формы коллекторного тока: в начале каждого импульса возникает узкий разрядный импульс (рис.1.40г-2) и дополнительный всплеск мощности потерь (рис.1.40д-2), он равен Р_потС»2fС_п .

Распределенная индуктивность L_п, которая запасает энергию во время пребывания транзистора в состоянии насыщения (ключ замкнут–рис.1.40б)), проявляется при переходе транзистора из состояния насыщения в состояние отсечки, при этом в импульсе напряжения е_к(t) появляется выброс (рис.1.40в -3) и, как следствие, всплеск мощности потерь (рис.1.40д-3), который пропорционален величине индуктивности L_п, квадрату протекающего через нее тока и рабочей частоте: P_потL»0,5fL_пI²_кmax.

Максимальные рабочие частоты, при которых величина мощности потерь из-за паразитных реактивностей схемы не превышают 3% определяются формулами: f_maxC£ , т.е. , и f_maxL £ , т.е. w_maxLL_п£0,1R_н. Возбуждение транзисторов, работающих в ключевом режиме, произвоводится гармоническим током большой амплитуды, поэтому мощность возбуждения, потребляемая от предыдущего каскада, велика и коэффициент усиления по мощности в ключевом режиме ниже, чем в критическом, что является недостатком ключевого режима. Другой недостаток работающего в ключевом режиме генератора с резистивной нагрузкой – рост потерь с увеличением рабочей частоты. Эти недостатки ограничивают область их применения. Ключевые генераторы с резистивной нагрузкой используют на частотах до 30-40МГц в передатчиках ДВ, СВ и КВ диапазонов. На высокихчастотах, где коммутативные потери значительны, ключевые генераторы строят по cхемам c формирующим контуром.

Рис.1.40

1.13.2. Ключевые транзисторные генераторы с формирующим контуром

В схемах КГ с формирующим контуром нагрузкой транзистора является колебательный контур, настроенный на частоту, близкую к рабочей. Паразитные реактивности здесь являются составной частью элементов контура, благодаря этому такие схемы работают на более высоких частотах, чем схемы с резистивной нагрузкой: до 100150 МГц.

Однако, использование колебательного контура с заданной настройкой ухудшает диапазонные свойства генератора - f_max/f_min=1.051.1, что ограничивает область их применения. Одна из схем ключевого генератора с формирующим контуром приведена на рис.1.41а, где паразитные реактивности С_п и L_п входят в состав контура L_кС_к, настроенного на частоту, близкую к рабочей. Работу схемы поясняет рис.1.41.

Транзистор находится в одном из двух состояний - отсечки или насыщения. Он закрывается, когда напряжение на коллекторе е_к (на емкости С_к) становится равным нулю (на рис.1.41б) ключ разомкнут). Ток возбуждения и его частота выбраны так, что в момент времени t₁ (рис.1.41в) транзистор открывается (ключ на рис.1.41б) теперь замыкается на последующую половину периода). При этом конденсатор С_к шунтируется малым сопротивлением насыщения транзистора r_нас, и колебания в контуре прекращаются. В схеме происходят следующие процессы. В интервале времени t₁ £t< t₂ (рис.1.41в, эпюра 1) транзистор находится в состоянии насыщения (ключ на рис.1.41б замкнут). Предполагается, что в течение предыдущего полупериода конденсатор С_к к моменту времени t = t₁ разрядился полностью, т.е. при t = t₁ заряд конденсатора С_к равен нулю. Сопротивление насыщения r_нас очень мало, его можно принять равным нулю. В этом предполож_ении, при котором напряжения на коллекторе и на конденсаторе С_к совпадают, построены все эпюры на рис.1.41в. Тогда в течение всего интервала времени t₁- t₂ напряжение на коллекторе е_к=0.

Процессы в этом интервале описываются уравнениями:

Е_аб = Е_к- L_к =0,

Е_аб = + i_нR_н=0, … (1.37)

i_к= i_L+i_н ,

где q_р – заряд на разделительной емкости С_р.

Ток i_L через индуктивность определяется в результате интегрирования первого уравнения с начальным условием i_L1 =- i_н. Последнее следует из того, что в момент замыкания ключа коллекторный ток отсутствует, i_к(t₁)=0. Тогда:

i_L= (t-t₁) + i_L1 = (t-t₁) - i_н(t₁) , …(1.38)

Дифференцируя второе из уравнений (1.37), получим:

=0,

Рис.1.41

откуда, с учетом того, что R_нС_р>>Т/2 (t₂ - t₁ = Т/2) имеем:

i_н = i_н1 » i_н1,

Таким образом, ток i_н(t) через нагрузку R_н в течение полупериода t₁ £t< t₂ практически не меняется, он близок к начальному значению i_н(t₁) (рис.1.41в, эпюра 6). Поскольку разделительная емкость С_р фактически заряжена до напряжения источника Е_к, ток i_н(t) равен

i_н ≈ i_н1=Е_к/R_н ,

Из третьего соотношения (1.37) и равенства (1.38) определяется ток i_к через транзистор:

i_к= i_L+ i_н = (t-t₁) + i_L1+ i_н1 = (t-t₁),

В момент времени t=t₂ транзистор переходит из состояния насыщения в состояние отсечки (рис.1.41в, эпюра 1) (на эквивалентной схеме рис.1.41б ключ разомкнут). Здесь ток i_к(t) исчезает (рис.1.41в, эпюра 3), и начинается заряд емкости С_к от источника питания Е_к через катушку индуктивности L_к током i_L, который при t=t₂ максимален. Ток i_с при t=t₂ также максимальный, он равен приблизительно току i_L(t₂) (рис.1.41в, эпюры 5 и 4). По мере заряда емкости С_к напряжение на ней растет, а ток i_с уменьшается (рис.1.41в, эпюра 4). Ток i_L через катушку индуктивности L_к тоже уменьшается, но медленнее, чем i_c – в соответствии с равенством i_н+ i_L= i_с и отрицательным знаком тока i_н в течение почти всего полупериода t₂< t< t₅ (рис.1.41в, эпюры 4,5 и 6). Ток i_с обращается в нуль в момент t=t₃, когда напряжение е_к на емкости С_к максимально, после чего он меняет направление, становясь отрицательным. Ток i_L при t>t₃ продолжает уменьшаться, но при t=t₃ он еще не меняет направления (рис.1.41в, эпюры 2,4,5 и 6).

Баланс напряжений в цепи L_к-С_к-E_к описывается уравнением:

Е_к=L_к е_к

В интервале времени (t₃ -t₅) конденсатор С_к разряжается. Ток i_L через индуктивность достигает минимума ( =0), когда напряжение на емкости С_к становится равным напряжению источника питания Е_к (это происходит при t=t₄) (рис.1.41в, эпюры 2,4 и 5). Потом ток i_L начинает расти, достигая значения -i_н(t₁) в момент окончания цикла при t=t₅, когда напряжение на конденсаторе и ток через конденсатор обращаются в нуль (рис.1.41в, эпюры 4-6). Ток i_с через конденсатор достигает минимума в момент времени t, которому соответствует точка перегиба кривой напряжения на нем е_к(t) (=0) (рис.1.41в, эпюры 2 и 4).

В зависимости от величины внесенного в контур сопротивления r_вн=(wL_к)/R_н разряд конденсатора происходит поразному. На рис.1.41в, эпюра 2) кривая разряда 1 соответствует разряду при слишком большом затухании, кривая 2 - при малом, кривая 3 - при оптимальном, когда в момент времени t₁ (и t₅) и напряжение е_к=0, и ток в индуктивности L_к i_L(t₁) = 0. При t =t₅ начинается новый цикл. При оптимальном режиме к моменту замыкания ключа (t=t₁, t=t₅) е_к=0, это означает отсутствие энергии в конденсаторе С_к к моменту переключения, т.е. отсутствие коммутативных потерь. При =0 ток i_к начинает нарастать с нуля без скачка. При r_н ¹0 в состоянии насыщения появляется остаточное напряжение на коллекторе транзистора u_к(t)=r_насi_к(t) (штриховая линия на рис.1.41в, эпюра 2) и возникают потери, мощность которых определяется формулой Р_пот= . Как показывают расчеты, при относительно малом сопротивлении насыщения ( £ 0,01) эти потери малы. Таким образом, суммарные потери при оптимальном режиме малы.

Во втором полупериоде, когда транзистор заперт, ток i_н в нагрузке меняет направление на обратное. К концу этого полупериода он снова меняет знак. Таким образом, в интервале времени t₃-t₄ ток i_н(t) должен иметь минимум (рис.1.41в, эпюра 6).

Из рис.1.41в видно, что напряжение на коллекторе е_к, а значит и на нагрузке, отличается от гармонического, поэтому перед нагрузкой включают фильтр, например, последовательный колебательный контур, настроенный на рабочую частоту и имеющий добротность Q³3. Режим работы генератора при этом практически не меняется. Известно, что КПД по первой гармонике генератора с формирующим контуром при работе в оптимальном режиме практически равен электронному КПД: h_к1@ h_Э. Показатели КУМ почти не меняются в диапазоне рабочих частот f_р@(0,5-0,85)f_рез, где f_рез - резонансная частота формирующего контура:

f_рез= .

Следует, однако, отметить, что реализация оптимального режима, связанная с определением параметров схемы, - задача достаточно сложная, требующая составления и решения системы дифференциальных уравнений, описывающих работу схемы в каждый момент времени. Без применения ЭВМ решение такой задачи практически невозможно [3]. Изменение сопротивления нагрузки, напряжения возбуждения или рабочей частоты приводят к нарушению условий существования оптимального режима, в результате возрастают коммутационные потери и падает энергетическая эффективность генератора.

Существенным недостатком ключевых генераторов с формирующим конуром является высокое напряжение на транзисторе: U_кmax =(3,3-4)Е_к, в связи с этим приходится понижать напряжение Е_к , что снижает выходную мощность и КПД.

Двухтактные ключевые генераторы по частотным свойствам несколько уступают однотактным. Это объясняется неоптимальными условиями коммутации транзисторов (скачкообразным изменением либо тока, либо напряжения при переключениях) и задержкой их выключения вследствие рассасывания избыточных носителей, накопленных в области базы при насыщении. Преимуществом двухтактных генераторов по сравнению с однотактными является меньшее отношение максимального напряжения на транзисторе к напряжению источника питания, что позволяет увеличить мощность, получаемую от одного прибора. Поэтому там, где инерционность транзисторов и связанные с ней потери при коммутации не имеют значения, предпочтительно применение двухтактных схем.

Апериодические ключевые усилители (КУМ), называемые усилителями класса D, применяют главным образом для усиления колебаний звуковых частот. Принцип их действия состоит в преобразовании усиливаемого сигнала в последовательность модулированных по ширине импульсов (ШИМ) с тактовой частотой F_Т, усилении их ключевыми усилителями и последующим выделении в нагрузке низкочастотной составляющей сигнала с ШИМ фильтром низкой частоты (ФНЧ).

Эффективность КУМ на электронных лампах в диапазоне радиочастот оказывается невысокой из-за больших коммутационных потерь, поэтому ключевой режим в ламповых ВЧ генераторах обычно не используется. При частотах ниже 100 кГц ламповые усилители НЧ класса D, работающие с повышенным КПД, в настоящее время вытесняют двухтактные трансформаторные модуляторы класса В. Одна из возможных схем мощного высоковольтного ключевого лампового модулятора класса D с модуляционным дросселем L_м и диодом Д. При изменении длительности t_и управляющего импульса на сетке лампы Л_м модулятора изменяется среднее значение токадиода и соответственно и среднее значение напряжения на нагрузке U_н=I₀R_H(1- , где I₀ - ток в дросселе L_м. Достоинствами этой схемы являются наличие общей шины источника питания, лампы модулятора Л_м и нагрузки R_Н, возможность использования источника анодного питания с пониженным напряжением Е_а=U_нм/(2…3), а также возможность использования модуляционного дросселя L_м в качестве элемента фильтра высоковольтного источника питания Е_а.

1.14. Колебательные цепи передатчиков

Основными элементами схемы любого генератора являются активный элемент (АЭ) (электронная лампа, или полупроводниковый прибор) и колебательная система, к выходу которой подключена собственно нагрузка генератора, для промежуточных каскадов это - входное сопротивление последующего каскада, для оконечного каскада - входное сопротивление антенны, или антенного фидера. Эти сопротивления могут изменяться в широких пределах и быть комплексными. Так, входное сопротивление антенного фидера с волновым сопротивлением W, которое является нагрузкой оконечного каскада передатчика, при коэффициенте бегущей волны (КБВ) на рабочей частоте К₁ равно:

= r _ф jx_{ф ,} где r_ф и jx_ф могут быть найдены из графика, подобного рис.1.42, где К₁ принят равным 0,7, или аналитически - по формулам:

r_ф= ,

х_ф= ± jW·(1- · , … (1.25)

Рис.1.42

где -1£ y £ +1. При y = -1 x_ф=0, r_ф = ; при y = +1 x_ф=0, r_ф = WK₁;

при y=0 ú x_фú = ú x_фmaxú = W , а r_ф= W . При К₁= 0,5 r_{ф max} = 4r_{ф min}.

Одной из основных функций колебательной системы является согласование АЭ с нагрузкой во всем диапазоне рабочих частот. Это значит, что при всех значениях сопротивления нагрузки входное сопротивление колебательной системы во всем диапазоне рабочих частот должно быть активным и равным величине R_э, требуемой для выбранного режима АЭ. Кроме того, к колебательной системе предъявляется ряд дополнительных требований, главными из которых являются:

• фильтрация высших гармоник до уровня, предусмотренного существующими нормами на внеполосные излучения;
• обеспечение заданной полосы пропускания;
• высокий КПД.

Для выходных колебательных систем выполнение этих требований является обязательным. Для колебательных систем промежуточных каскадов требования менее жесткие.

Колебательные системы разделяют на два класса - узкополосные и широкополосные.

Первые представляют собой одно и многоконтурные резонансные колебательные системы, работающие на одной частоте. При смене рабочей частоты их перестраивают изменением параметров контуров. В мощных передатчиках узкополосные колебательные системы обычно используют в оконечном и предоконечном каскадах.

Широкополосные колебательные системы, как правило, используют в промежуточных каскадах высокочастотного тракта передатчика при усилении колебаний, занимающих широкую полосу частот (например, модулированных сигналом изображения), либо при усилении узкополосных сигналов, несущая частота которых изменяется в широких пределах.

1.14.1. Узкополосные колебательные системы

Как известно, колебательный контур (рис.1.43) характеризуют следующие параметры:

Резонансная частота w₀ @ ; точное значение резонансной частоты w₀= , здесь r_к = r₀+ r_вн, где r₀ - сопротивление собственных потерь

в контуре, r_вн - внесенное в контур сопротивление нагрузки; как правило,

r₀<< r_вн.

Рис.1.43

Характеристическое сопротивление r= w₀L;

Добротность контура представляет собой отношение запаса реактивной мощности в контуре к активной мощности, которая выделяется в сопротивлении потерь r₀ и сопротивлении нагрузки r_вн. Согласно рис.1.43, добротность ненагруженного контура (собственная добротность) равна Q₀= , а добротность нагруженного контура (приведенная добротность): Q'= .

Эквивалентное сопротивление ненагруженного контура при резонансе

R_э0=Q₀r = , а нагруженного - R_э=Q'r = . Если контур не настроен, модуль

его эквивалентного сопротивления равен: |Z_э|= R_эсosφ_э , где φ_э=arctg(X_э/R_э).

КПД контура h_к есть отношение мощности в нагрузке к подводимой к контуру мощности. Нетрудно показать, что h_к=1- . В таблице 1.1 приведены ориентировочные значения приведенных добротностей Q' колебательных контуров передатчиков разной мощности Р_~, работающих в диапазонах длинных, средних и коротких волн.

Представляет интерес оценка значений контурного тока I_к и реактивной мощности Р_r в контуре, которые необходимы для правильного выбора его элементов. Из рис.1.43 следует, что I_к = U_к/r, где U_к= I_a1R_э. Тогда I_к = I_а1Q', т.е. контурный ток в Q' раз больше питающей контур первой гармоники анодного тока. Реактивная мощность Р_r= 0,5I_кU_к = 0,5 Q'I_а1U_к = Q'Р_~1, где Р_~1-выходная колебательная мощность генератора. Таким образом, реактивная мощность в контуре в Q' раз больше колебательной мощности генератора.

Таблица 1.1

КПД колебательных контуров при различной мощности передатчиков диапазонов KB, CB и ДВ.

Фильтрация высших гармоник.

Каждому радиоканалу, а следовательно и передатчику, отводится определенный спектр рабочих частот. Все колебания, частота которых выходит за егопределы, являются побочными, они мешают работе соседних радиоканалов, телевизионному приему и т.п. Основной причиной появления побочных излучений передатчиков является работа генераторных ламп с отсечкой анодного тока, так как при этом анодный ток лампы помимо первой гармоники содержит и высшие гармоники, амплитуды которых зависят от формы импульса анодного тока и его угла отсечки (см. рис.1.3). Подавление высших гармоник осуществляет главным образом выходная колебательная система передатчика. Можно показать, что максимальное значение мощности n-ой гармоники рабочей частоты на входе антенного фидера с волновым сопротивлением W и КБВ на рабочей частоте и на n-ой гармонике, равными соответственно К₁ и К_n, определяется выражением [4]:

P_nmax = ,

где Р₁–мощность на рабочей частоте, α₁ и α_n–коэффициенты разложения косинусоидального импульса анодного тока лампы оконечного каскада соответственно для первой и n-ой гармоник; К_n– КБВ в фидере на n-ой гармонике. Коэффициент S_max выражается формулой:

,

он характеризует зависимость мощности высших гармоник на входе антенного фидера от КБВ в антенном фидере на рабочей честоте К₁ и определяется структурой схемы колебательной системы и способом ее настройки. Φ_wn - коэффициент фильтрации n–ой гармоники, обеспечваемый выходной колебательной системой, который определяется при нагрузке оконечного каскада входным сопротивлением антенного фидера с волновым сопротивлением W и КБВ =1 и на рабочей частоте, и на ее высших гармониках. При этом коэффициент фильтрации Ф_w равен:

Ф_wn = : ,

где I_a1 и I_an - составляющие первой и n -ой гармоник анодного тока лампы, т.е. на входе колебательной системы, I_w1 и I _wn - составляющие первой и n -ой гармоник в сопротивлении ее нагрузки, которое равно волновому сопротивлению антенного фидера W. Коэффициент Ф_wn определяется только частотной характеристикой выходной цепи передатчика и может быть представлен также формулой:

Ф_wn = ,

где Z₂₁(w) и Z₂₁(nw) - коэффициенты передачи четырехполюсника соответственно на рабочей частоте w и на частоте ее n -ой гармоники (рис.1.44).

Коэффициент фильтрации Ф_wn можно представить формулой:

Ф_wn= .

Здесь , где R_э – эквивалентное сопротивление ламп оконечного каскада. Отношение определяется структурой схемы и настройкой конкретной колебательной системы.

Рис.1.44

Коэффициент Ф_wn одноконтурных колебательных систем пропорционален их добротности, а многоконтурных - произведению добротностей контуров, входящих в состав колебательной системы. Коэффициент фильтрации Ф_wn одиночного П-образного контура в n² раз больше Ф_w простого параллельного контура (№1), по этой причине П-образный контур является составной частью почти каждой колебательной системы. Допустимый уровень мощности высших гармоник на входе антенного фидера установлен нормами на побочные излучения передатчиков в зависимости от их мощности и диапазона рабочих частот.

Важнейшей задачей проектирования колебательных систем является обеспечение требуемой фильтрации высших гармоник при возможно более высоком их КПД. Исследование зависимости КПД многоконтурной колебательной системы с заданным коэффициентом фильтрации Ф_wn от числа контуров показывает, что разница КПД одно- и двухконтурных систем весьма существенна, а при дальнейшем увеличении числа контуров КПД меняется незначительно. Практически, в широком интервале выходных мощностей использование колебательных систем с числом контуров более трех не имеет. Следует отметить, что фильтрация высших гармоник многоконтурной системы зависит от методики ее настройки. Полный расчет колебательной системы при требуемом значении входного сопротивления (т.е. R_э ламп оконечного каскада) и заданных колебательной мощности Р_~1 и параметрах антенного фидера, т.е. его волнового сопротивления W и КБВ на рабочей частоте и на n -ой гармонике, К₁ и К_n, производится на ЭВМ.

1.14.2. Широкополосные колебательные цепи генераторов

Использование широкополосных колебательных систем позволяет решить многие важные задачи. Так, генераторы без резонансных контуров, не содержат перестраиваемых элементов, что упрощает и ускоряет процесс смены рабочей частоты передатчика, что существенно при дистанционном управлении передатчиком, повышает его надежность и удешевляет его эксплуатацию. Генераторы принято считать широкодиапазонными, если коэффициент перекрытия по частоте k_f = > 1,8 - 1.9, при этом колебательные системы не подавляют высших гармоник анодного тока. В маломощных предварительных каскадах, построенных по однотактной схеме, АЭ должны работать в режиме колебаний класса А. В мощных каскадах для улучшения энергетических показателей генераторы строят по двухтактной схеме, при этом АЭ работают в режиме колебаний класса В. Выходные и межкаскадные цепи широкодиапазонных генераторов должны быть построены так, чтобы режим работы АЭ не изменялся в заданной полосе рабочих частот Dw = w_в - w_н. Эти цепи должны трансформировать нагрузочные сопротивления с учетом межэлектродных емкостей и индуктивностей выводов АЭ в активное сопротивление требуемой величины, обеспечивающей оптимальный режим их работы.

Широкополосные усилители на электронных лампах

В ламповых усилителях высокой частоты в тех случаях, когда относительная полоса частот неширока: при £ 0,1¸0,15, где Df = f_max-f_min , а f_ср -средняя частота диапазона f_ср = (f_max+f_min)/2, применяют резонансное усиление с одним LC-контуром, имеющим достаточно низкую добротность, либо с цепочкой из нескольких связанных настроенных контуров: как известно, многоконтурная система обладает более равномерной частотной характеристикой, причем, относительная полоса пропускания определяется главным образом добротностью последнего (нагрузочного) контура. Применяют также апериодические усилители с коррекцией (например, реостатно-дроссельные). В таких усилителях используют специальные пентоды с малой выходной емкостью и большой крутизной. На частотах до 30-60 МГц для усиления широкой полосы частот используют усилители с распределенным усилением (УРУ), называемые также усилителями с бегущей волной (УБВ). Маломощные УРУ строятся, как правило, однотактными, их основная задача - усиление напряжения. Когда диапазон УРУ больше октавы (т.е. больше двукратного), для подавления высших гармоник в анодной цепи нельзя использовать неперестраиваемые фильтры, поэтому лампы усилителя должны работать в режиме колебаний класса А, и их КПД крайне низок - менее 20%. Принципиальная схема УРУ, изображена на рис.1.45.

Рис.1.45

N ламп усилителя подключены к двум искусственным линиям, составленным из однотипных звеньев типа k или m,- анодной - с волновым сопротивлением W_а, и сеточной - с волновым сопротивлением W_с (обычно W_с < W_а). Межэлектродные емкости ламп входят в состав звеньев искусственных линий. Обе линии согласованы. Фазовая скорость волны в них одинакова, т.е. L_аC_с = L_аC_с. Усиливаемый сигнал поступает на вход сеточной линии. Для обеспечения режима бегущей волны она нагружена балластным резистором R_с = W_с. Чтобы амплитуды возбуждения U_cm всех ламп были приблизительно одинаковыми, затухание сеточной линии должно быть малым, для этого все лампы должны работать без тока управляющей сетки. Мощность, потребляемая от источника возбуждения Р_возб=0,5 . К концу анодной линии подключена нагрузка R _н, а к ее началу - балластный резистор R_б=R _н=W_а. Анодный ток каждой лампы в точке подключения разветвляется в линии на две части, образуя прямые волны, бегущие направо к R _н, и обратные, бегущие налево - к R _б. Поскольку фазовые скорости в анодной и сеточной линиях одинаковы, анодные токи ламп в нагрузке R _н синфазны, они арифметически складываются и выделяют на нагрузке половину мощности, развиваемой лампами:Р_~1=0,5 , где I_a1 и U_ан - анодный ток лампы и амплитуда переменного напряжения на нагрузке, равная амплитуде переменного напряжения на аноде последней лампы: U_аN= N×S_срU_cmR_н. Обратные волны от разных ламп распространяются в направлении балластного резистора R_б в разных фазах, зависящих от частоты, они "догоняют" друг друга. Половина мощности ламп, которая переносится обратными волнами, частично рассеивается в балластном резисторе R_б, а частично - на анодах ламп. Так как обратные волны достигают R_б с разными фазовыми сдвигами, зависящими от частоты, то и соотношение мощностей, рассеиваемых в R_б и на анодах ламп, также будет частотнозависимым.

Особенностью УРУ является то, что все лампы работают в разных режимах. Поскольку амплитуда переменного напряжения на аноде n-ой лампы определяется суммой токов: U_аn= 0,5n×I_a1R_н = 0,5n×S_ср U_cm R _н, где n - номер лампы, то на аноде последней лампы (при n = N) она максимальна. С уменьшением n амплитуда переменного напряжения U_аn на анодах ламп уменьшается, и если режим последней лампы – критичесеий, то все остальные лампы работают в недонапряженном режиме. Во избежание этого анодную линию делают неоднородной: ее волновое сопротивление к началу линии ступенчато увеличивается, при этом амплитуды переменного напряжения на анодах ламп увеличиваются, и их режим приближается к критическому. Из-за увеличения волнового сопротивления к началу анодной линии при распространении обратных волн в анодной линии на "стыках" образуются отраженные волны, в результате обратные волны превращаются в прямые, которые складываются с прямыми волнами. Закон изменения волнового сопротивления анодной линии может быть выбран так, что в ней будут существовать только прямые волны, и амплитуды переменного напряжения на анодах ламп будут одинаковыми. При этом в резисторе R_б не будет необходимости. Мощность ламповых УРУ достигает единиц киловатт при полосе частот как меньше, так и больше октавы - до трех октав. В современных УРУ используют специально разработанные для них тетроды мощностью от десятков Вт до нескольких кВт, работающие в левой области статических характеристик, т.е. без токов управляющей сетки, обладающие уменьшенной выходной емкостью и большим током эмиссии. В мощных передатчиках УРУ используют в предварительных каскадах и даже в предоконечных каскадах мощных (несколько сотен киловатт) радиовещательных передатчиков с анодной модуляцией. Достоинствами УРУ является их надежность: при большом числе звеньев (а их бывает от 6 до 10) выход из строя одного, или даже нескольких из них, мало сказывается на выходной мощности и коэффициенте усиления. Кроме того, выходная мощность мало зависит от величины R_н: УРУ могут работать на линию с КБВ порядка 0,3-0,5. Мощные УРУ (единицы кВт) строят по двухтактной схеме, где лампы работают в недонапряженном режиме с углом отсечки 90⁰, при этом их КПД достигает 50-55%.

Широкополосные усилители на транзисторах

Транзисторные широкополосные усилители существенно отличаются от ламповых. Из-за относительно низких значений нагрузочных сопротивлений транзисторов шунтирующее действие их выходной (коллекторной) емкости начинает сказываться при частотах выше 50МГц. Однако, из-за низких нагрузочных сопротивлений и, главным образом, из-за низких входных сопротивлений сильно сказываются индуктивности базового и, в первую очередь, эмиттерного выводов. Наконец, уже при частотах выше 10 МГц проявляется инерционность транзистора - с ростом частоты снижается его коэффициент усиления. По этим причинам УРУ в широкодиапазонных транзисторных усилителях не используют. Межкаскадные цепи связи строят с применением широкодиа-пазонных трансформаторов и дополнительных RLC-цепей, корректирующих АЧХ усилителя. Из-за относительно низких значений нагрузочных сопротивлений транзисторов шунтирующее действие их выходной (коллекторной) емкости начинает сказываться при частотах выше 50МГц

Для оценки диапазонных свойств коллекторной цепи широкополосного транзисторного генератора используют параметр a₁ [1] (рис.1.46а):

a₁ = w_вС_к R_э = w_вС_к R_н (1.26),

При a₁< 0,1-0,2, влиянием емкости С_к можно пренебречь. Если a₁ больше этих значений, в схему включают дополнительные элементы L₂ и C₃, образуя фильтр нижних частот. Каждому значению a₁ соответствуют вполне определенные оптимальные значения коэффициентов a₂ = и a₃ =w_вС₃R_н, которые табулированы. При этом в полосе частот 0-f_в входное сопротивление Z_вх=R_н= R_Э. Чем больше a₁, тем больше отклонение величины входного сопротивления фильтра в полосе прозрачности от заданного значения. При a₁> 0,5 -1,0 следует либо уменьшить R_н (при заданных С_к и w_в), либо при небольшом коэффициенте перекрытия по частоте (k_f < 3-5) перейти к полосовому фильтру (рис.1.46б), для которого параметр a_1п равен:

a_1п = (w_в -w_н)С₁R_н = (w_в- w_н)С₁R_э. (1.27)

Из (1.26) и (1.27) видно, что a_1п < a₁ в раз. Для расчета полосовой цепи вычисляют величины a_2п= и a_3п= (w_в -w_н)С₃R_н, которые находят из таблиц по значению a_1п. Дополнительные элементы L₁, C₃ и L₃, образующие параллельные и последовательный контура, рассчитывают из условия их настойки в резонанс при частоте w₀= . Следует заметить, что переход к полосовой схеме не только не усложняет схему, но даже ее упрощает, так как индуктивность L₁ используют в качестве блокировочной индуктивности L_бл, а емкость C₂ - в качестве разделительной емкости C_р (рис.1.46в).

Рис.1.46

Кроме того, полосовая цепь позволяет осуществлять дополнительную трансформацию сопротивления (при R_э ¹ R_н), не ухудшая ее полосовых свойств.

1.15. Методика расчета ламповых генераторов с независимым возбуждением в критическом режиме

1.15.1. Расчет на полное использование лампы

В этом случае задают использование лампы по току, т.е. значение i_amax, и угол отсечки анодного тока θ (80-90⁰).

1. Коэффициент использования в критическом режиме вычисляют по формуле:

ξ_кр = 1 - ,

где S_кр – крутизна линии критического режима.

2. Амплитуда переменного напряжения на контуре:

U_к= ξ_крЕ_а,

3. Постоянная составляющая и первая гармоника анодного тока равны:

I_a0= α₀i_amax,

I_a1= α₁i_amax,

где α₀ и α₁ – коэффициенты разложения косинусоидального импульса анодного тока с заданным углом отсечки θ.

4. Колебательная мощность:

Р₁= 0,5 I_a1U_к

5. Мощность, подводимая к анодной цепи лампы:

Р₀= I_a0Е_а

6. Эквивалентное сопротивление колебательного контура в анодной цепи:

R_э= U_к/ I_a1

7. Потери на аноде лампы:

Р_а= Р₀- Р₁

Эта мощность должна быть меньше допустимой P_адоп. Если она больше, угол отсечки θ следует уменьшить и повторить расчет.

8. КПД анодной цепи:

η = Р₁/ Р₀

9. Амплитуда напряжения возбуждения, действующего в сеточной цепи:

U_gm=

10. Напряжение смещения на управляющей сетке:

E_g= E_g0 – DE_a– (U_gm– DU_K)cosθ = – (U_gm– DU_K)cosθ

11. Угол отсечки сеточного тока:

cosθ_g = - E_g / U_gm

12. Значения первой гармоники и постоянной составляющей сеточного тока вычисляются по формулам:

I_g1≈ 0,72α_g1i _gmax,

I_g0≈ 0,66α_g0i _gmax, ,

где величина i _gmax определяется по статическим характеристикам сеточного тока лампы при остаточных напряжениях на аноде и на сетке, равных е_amin= E_a- U_K и е_gmax=E_g+ U_gm. При отсутствии статических характеристик сеточного тока принимают i _gmax≈ (0,15-0,2)i _аmax.

13. Мощности в сеточной цепи:

подводимая (мощность возбуждения):

P_g1=0,5I_g1U_gm ,

рассеиваемая в источнике сеточного смещения:

P_g0=I_g0|‌Е_g| ;

при использовании в сеточной цепи автоматического смещения мощность, рассеиваемая в сопротивлении автоматического смещения R_g равна:

P_g0= ;

мощность, рассеиваемая на сетке:

P_g= P_g1- P_g0

Эта мощность должна быть меньше допустимой P_gдоп, если она больше, угол отсечки анодного тока θ следует уменьшить и повторить весь расчет. При использовнии в цепи управляющей сетки комбинированного смещения, когда Е_g = Е_gфикс – I_g0R_g , где Е_gфикс – напряжение источника фиксированного смещения в цепи сетки, а R_g =|Е_g – E_gфикс| /R_gI_g0, мощность рассеяния на управляющей сетке равна:

P_g= P_g1 – ( + I_g0|Е_gфикс| )

14. Входное сопротивление:

R_вх= U_gm/I_g1

1.15.2. Расчет на заданную мощность в нагрузке Р1зад

В этом случае расчет производится на мощность Р₁= Р_1зад./η_к, где η_к - КПД анодного контура (см. п.1.14.1, таблица 1.1), либо при заданном угле отсечки анодного тока θ, либо при заданном использовании лампы по анодному току, т.е. при заданном i _аmax .

а) Расчет на заданную мощность в нагрузке и заданный угол отсечки θ импульса анодного тока.

1.             Коэффициент использования в критическом режиме:

ξ_кр=0,5[1+

2. Амплитуда переменного напряжения на контуре:

U_к= ξ_крЕ_а

3. Первая гармоника анодного тока равна:

I_a1=2P₁/U_к

4. Величина импульса анодного тока при этом равна:

i _аmax= I_a1/α₁

5. Постоянная составляющая анодного тока:

I_a0= α₀i _аmax

Последующий расчет производится по пунктам 5-14 предыдущего параграфа.

б) Расчет на заданную мощность в нагрузке при заданном значении импульса анодного тока i _аmax.

1. Коэффициент использования в критическом режиме вычисляют по формуле:

ξ_кр = 1 - ,

2. Амплитуда переменного напряжения на контуре:

U_к= ξ_крЕ_а,

3. Первая гармоника анодного тока равна:

I_a1=2P₁/U_к

4. Коэффициент разложения α₁ импульса анодного тока равен:

α₁= I_a1/ i _аmax

Угол отсечки анодного тока определяется по таблицам. Если вычисленное значение α₁< 0,436 (при этом угол отсечки анодного тока θ =70⁰), то величину i _аmax следует уменьшить, чтобы увеличить θ. По известному значению θ находят α₀, I_a0, и далее расчет производят по пунктам 5-14 параграфа 1.15.1.

в) Особенности расчета генератора, построенного по схеме с заземленной сеткой.

В этом случае генератор рассчитывают на мощность Р_1ос= , где

Р_1зад. – заданная мощность на выходе генератора.

Оптимальным углом отсечки анодного тока здесь является θ =90⁰. Расчет производится полностью по параграфу 1.15.2а. По его окончании вычисляются следующие значения.

1. Эквивалентное сопротивление нагрузки, включенной здесь между анодом и сеткой:

R_эос= R_э (1+ ),

где U_gк=U_gm, а U_ак=U_к – напряжение на лампе.

2. Мощность возбуждения, потребляемая от предыдущего каскада:

Р_g1возб = P_g1(1+ )

3. Мощность в нагрузке:

Р_1ос = Р₁(1+ ).

4. Входное сопротивление:

R_вхос=

г) Особенности расчета генератора, построенного на тетроде.

При использовании тетрода коэффициент ξ_кр вычисляют по формуле:

ξ_кр= 1 – ,

где Е_g2 – напряжение на экранной сетке. Чем больше Е_g2, тем меньше ток управляющей сетки, но тем меньше ξ_кр и, следовательно, тем меньше электронный КПД. Максимальное значение импульса экранного тока i_g2max определяется по его статическим характеристикам при напряжении на экранной сетке Е_g2 и остаточных напряжениях на аноде и на управляющей сетке равных

е_amin= E_a – U_к и е_gmax= E_g+ U_gm. Угол отсечки тока экранной сетки вычисляется по формуле:

cosθ_g2 = ,

где напряжение запирания по экранному току при напряжении на экранной сетке Е_g2, определяется по статическим характеристикам экранного тока. Мощность рассеяния на экранной сетке равна:

Р_g2 = I _g20Е _g2 ,

где I _g20 = α_g20i_g2max.

Цепь управляющей сетки рассчитывается так же, как у триода по статическим характеристикам лампы при заданном экранном напряжении Е_g2.