7.1. Линейные тракты волоконно-оптических систем передач

7.2. Линейные коды оптических систем передач

7.2.1. Основные определения и требования к кодам

7.2.2. Основные параметры кодов

7.2.3. Линейные коды в ВОСП, их классификация

7.2.4. Алгоритм формирования скремблированного линейного сигнала

7.2.5. Алгоритм формирования безызбыточных кодов

7.2.6. Анализ и сравнение кодов

7.3. Проектирование линейных одномодовых трактов ВОСП

7.4. Определение длины участка регенерации

7.5. Краткий обзор спектрального уплотнения

7.1. Линейные тракты волоконно-оптических систем передач

Линейные тракты волоконно-оптических систем передач классифицируются на беспроводные (атмосферные линии) и проводные (одномодовые и многомодовые).

В данном проекте будут рассматриваться проводные одномодовые линейные тракты.

Волоконно-оптический одномодовый линейный тракт может выполняться по схеме

Рисунок 7.1. Простой волоконно-оптический линейный тракт

Где опт. пр.- приемный оптический модуль;

опт. пер. – передающий оптический модуль.

Применяется внутри городов; на относительно короткие расстояния; между городами.

Максимальная длина передачи (L_max) зависит: от затухания оптического кабеля, от мощности передатчика, от уровня приема, потерь на стыках в точках S, R.

В точках S (передача) и R (прием), обозначенных на рисунке 7.1, определены характеристики стыков (интерфейсов) аппаратуры и линии. Расстояние между точками S и R одной линии зависит от характеристик оптоволокна (затухания и дисперсии) и передатчика с приемником (мощность передачи, ширина спектра излучения, минимальная чувствительность приемника и другие).

Одномодовый линейный тракт

Рисунок 7.2. Одномодовый линейный тракт

НО – направленный ответвитель, он позволяет разделить направление передачи и приема оптического излучения, даже на одной и той же длине волны.

Такие решения пригодны для коротких линий с ограниченным количеством оптических волокон.

Сигналы могут передаваться на одних длинах волн или двух (λ₁, λ_x; λ₂, λ_x).

Такая организация считается эффективной на абонентской сети доступа. При этом достаточно применить светодиоды и фотодетекторы.

В состав линии могут входить: промежуточные регенераторы, промежуточные и оконечные оптические усилители, преобразователи кода передачи и приема, разъемные и неразъемные соединители, компенсаторы дисперсии. Из-за различных характеристик передатчиков и приемников можно выбирать подходящие длины участков передачи при требуемом качестве. При этом промежуточные регенераторы или усилители могут быть исключены или размещены в удобных местах (на охраняемых территориях с гарантированным энергообеспечением и возможным обслуживанием).

Выводы по главе:

Линейные тракты волоконно-оптических систем передачи могут быть устроены для одномодовой и многомодовой передачи.

Рассматриваемый в данном проекте одномодовый линейный тракт может быть устроен по одной из схем, изображенных на рисунках 7.1 и 7.2.

Линейный тракт волоконно-оптических систем передач содержит участки оптического кабеля и регенераторы. Распространяясь по линейному тракту, линейный сигнал претерпевает искажения, (его амплитуда уменьшается, а импульсы уширяются во времени). Регенератор устраняет эти искажения, восстанавливает сигнал.

Связь организуется в одном из окон прозрачности спектральной характеристики оптического волокна (λ₁ = 1,3 мкм, λ₂ = 1,55 мкм). Для организации двухсторонней связи в оптическом кабеле используются два оптических волокна. Возможна также организация двухсторонней связи по одному оптическому волокну. При этом используется спектральное уплотнение.

Контрольные вопросы:

1. От чего зависит максимальная длина передачи L_max в оптическом линейном тракте?

2. Назначение направленного ответвителя в одномодовом линейном тракте.

3. Чем определяется расстояние между точками S и R одной линии?

4. Состав оборудования оптического линейного тракта.

7.2. Линейные коды оптических систем передач

7.2.1. Основные определения и требования к кодам

Основные характеристики ВОСП – волоконно-оптических систем передач (длина регенерационного участка, метод обработки сигналов, система контроля ошибок в регенераторах, помехозащищенность, искажение сигналов в линии и другое) в значительной степени зависят от выбора кода в линии.

Особенности построения линейных кодов для цифровых ВОСП зависят от физических свойств среды распространения сигналов. Оптическое волокно как среда передачи сигналов, а также источник излучения в передающем и фотодетектор в приемном оптических модулях предъявляют специфические требования к свойствам сигнала.

Так как импульсные посылки излучаемой оптической мощности могут быть только положительными или нулевыми, (интенсивность оптического излучения является по самой природе положительной величиной), невозможно непосредственное использование биполярных кодов, применяемых при передаче информации по электрическим кабелям связи.

В ВОСП использование кода с основанием n>2 (многоуровневые коды) не нашло широкого применения. Причиной являются нелинейность модуляционной характеристики и температурная зависимость мощности излучателя, например, лазерного диода, что приводит к необходимости использования двухуровневых кодов. Таким образом, в ВОСП с прямым детектированием и применением модуляции по интенсивности света линейный сигнал в большинстве случаев представляет собой дискретное сообщение, выраженное в двоичном коде (n = 2, символы кода "1" и "0"), представляющее случайную последовательность импульсов одинаковой формы, следующих друг за другом через постоянные интервалы времени длительностью Т, называемые тактовыми интервалами. Такие сигналы носят название случайных сигналов с детерминированными тактовыми интервалами.

К линейным кодам ВОСП предъявляются следующие основные требования:

1. Непрерывная часть энергетического спектра кода должна иметь минимальную спектральную плотность на нулевой частоте, а также низкочастотные и высокочастотные составляющие. Ограничение спектра в области нижних частот связано в основном с требованием безыскаженной передачи принимаемого цифрового сигнала усилителем переменного тока фотоприемника, так как в противном случае для реализации оптимальных условий приема перед решающим устройством надо вводить дополнительное устройство, предназначенное для восстановления низкочастотной составляющей. Это усложняет и удорожает оборудование линейного тракта. Большое усиление при постоянном токе вызывает значительный дрейф постоянной составляющей. Это ограничение является очень жестким для систем, которые используют оптические приемники с высокой чувствительностью.

2. Линейный код должен содержать информацию о тактовой частоте передаваемого сигнала. В приемнике эта информация используется для восстановления фазы и частоты хронирующего колебания, необходимого для принятия решения пороговыми устройствами приемника и регенератора.

3. Непрерывная часть энергетического спектра должна иметь низкий уровень в области тактовой (либо кратной ей) частоты, используемой для синхронизации приема, так как чем меньше уровень непрерывной составляющей в области, выделяемой дискретной составляющей, тем меньше помехи для устройств выделения тактовой частоты.

4. Желательно, чтобы основная доля энергии непрерывной составляющей энергетического спектра была сосредоточена в относительно узкой части спектра, так как при прочих равных условиях, чем уже спектр, тем меньше искажается сигнал за счет ограничения полосы линейного тракта.

5. Процесс линейного кодирования не должен зависеть от статистики сигналов источника информации, и наоборот, код не должен налагать какие – либо ограничения на передаваемое сообщение и обеспечивать однозначную передачу сигналов с любой статистикой. Иначе говоря, код передачи должен отображать любую двоичную последовательность.

6. Алгоритм формирования сигнала должен позволять надежно контролировать качество (достоверность) передачи в процессе автоматической эксплуатации ВОСП путем контроля ошибок регенераторов.

7. Устройство кодирования, декодирования и контроля ошибок должны быть простыми, надежными и малоэнергоемкими с возможностью интеграции схемы.

8. Желательно, чтобы линейный код имел малую избыточность для снижения соотношения между скоростью передачи в линии и скоростью исходных двоичных сигналов и повышения эффективности ВОСП.

9. Линейный код не должен приводить к существенному размножению ошибок при декодировании.

10. Линейный код должен обеспечивать организацию дополнительных каналов для передачи служебной информации.

7.2.2. Основные параметры кодов

Рассмотрим наиболее важные параметры, характеризующие линейные коды, на основании которых можно осуществить их выбор и сравнение.

Избыточность

(7.1)

где f_т – тактовая частота информационного цифрового сигнала на входе кодера линейного тракта (или на выходе декодера); m – число разрешенных уровней входного сигнала; f_т.л – тактовая частота информационного цифрового сигнала на выходе кодера линейного тракта (или на входе декодера линейного тракта), то есть в линии передачи; n – число разрешенных уровней выходного сигнала.

В случае, когда используется двоичный двухуровневый код, n = m = 2 и избыточность блочного кода

. (7.2)

Избыточность придает сигналу заданные свойства и повышает тактовую частоту

. (7.3)

Но при достаточно больших m и незначительной разности m – n это увеличение незначительно.

Относительная скорость передачи (коэффициент изменения тактовой частоты, эффективность кода)

. (7.4)

Этот параметр характеризует увеличение скорости передачи (увеличение тактовой частоты) при применении данного блочного кода. Очевидно, что чем меньше избыточность кода, тем меньше разница между скоростями.

Максимальное число следующих друг за другом одинаковых по амплитуде (уровню) символов. Для бинарных кодов это максимальное число последовательных "нулей" и "единиц", которое может иметь линейный сигнал. Эти параметры желательно выбирать минимальными, чтобы упростить тракт выделения тактовой частоты.

Среднее значение символов(b_k). Если вероятность появления нулей и единиц в информационном сигнале одинакова (P₀ =P₁=0,5), то (b_k) = 0,5. Для уменьшения средней оптической мощности излучателя и дробового шума фотодетектора среднее значение символов целесообразно выбирать минимальным.

Цифровая сумма (ЦС). Цифровой суммой называют алгебраическую сумму амплитуд импульсов на временном отрезке n-уровневого кода, отнесенную к абсолютному значению разности соседних по величине уровней. Различают цифровую сумму двух видов: накопленную цифровую сумму (НЦС) кодового блока, кодовой группы, кодового слова и текущую цифровую сумму (ТЦС).

Накопленная цифровая сумма – это число возможных значений, которое принимает цифровая сумма для одного блока кода; накопленная цифровая сумма блока из n элементов двухуровневого сигнала

. (7.5)

Для двоичных кодов значения элементов σ_i цифровой суммы определяются вероятностями появления единиц (P_1л) и нулей (P_0л = 1 – P_1л); σ_i = P_0л для символов "1"; σ_i = - P_1л для символов "0". Накопленная цифровая сумма совпадает с числом состояний кодека (кодера-декодера), и ее величина определяет сложность кодека.

Текущая цифровая сумма определяется алгебраической суммой амплитуд n-уровневого кода с любого момента времени до момента наблюдения

, (7.6)

где j – порядковый номер бита кодовой комбинации кода в начале отсчета времени; m – порядковый номер бита в момент наблюдения.

Число возможных состояний текущей цифровой суммы в моменты окончания кодовых блоков обозначается S_k. Увеличение S_k приводит к увеличению сложности кодека.

Одновременно усложняется контроль блочной синхронизации. Кроме того, для любого кода существует определенное число значений, обозначенное S_m, которое может иметь текущая цифровая сумма при безошибочном приеме элементов кода. Сложность схемы контроля ошибок определяется S_m.

Плотность непрерывной составляющей спектра в области низких частот, примыкающих к частоте f = 0. Она оценивается коэффициентами Δ₁ и Δ₂ (доли мощности непрерывной составляющей энергетического спектра сигнала, сосредоточенные в области частот от нуля до нуль целых три сотых и от нуля до нуль целых одна десятая соответственно). При отсутствии или низком уровне непрерывных составляющих в низкочастотной части энергетического спектра кода кроме отмеченных выше достоинств имеется возможность эффективно передавать сигналы служебной связи и телеконтроля, а также уменьшать межсимвольные искажения второго рода.

Величина непрерывной составляющей на фиксированной частоте. Эта величина представляет интерес в зависимости от того, какая дискретная составляющая выделяется для системы синхронизации.

Ширина полосы ΔF, содержащая девяносто процентов энергии элементарного импульса линейного кода. Этот параметр характеризует удельную часть непрерывной части энергетического спектра на тактовом интервале Т.

Эффективность линейного кода по энергетическим затратам. Этот параметр характеризует энергетические затраты оптических передатчиков при выбранном коде и потери мощности за счет отклонения от оптимальной формы оптического сигнала. С этой точки зрения достоинствами выбранного кода являются экономия мощности и увеличение ресурса лазера.

Коэффициент относительной помехоустойчивости. Он показывает, на какую величину потенциальная помехоустойчивость цифрового сигнала отличается от предельной помехоустойчивости:

(7.7)

где P_э – эквивалентная потенциальная помехоустойчивость рассматриваемого кода; P_{э max} – предельная эквивалентная потенциальная помехоустойчивость цифрового сигнала.

Вне зависимости от конкретных условий реализации линейного тракта ВОСП сравнение цифровых сигналов удобно производить по потенциальной помехоустойчивости при идеальных условиях, которая зависит от эквивалентной мощности P_э элементов этого сигнала S_i (t) и S_j (t), то есть

. (7.8)

Очевидно, что предельной помехоустойчивостью будут обладать сигналы, элементы которых противоположны и удовлетворяют равенству

(7.9)

В оптических системах передачи противоположными являются сигналы, которые состоят из элементов высокого (положительного) уровня S_i (t) и низкого (нулевого) уровня S_j (t). Также учтем факт, что при оптимальном приеме достоверность приема тем выше, чем больше энергия сигнала.

7.2.3. Линейные коды в ВОСП, их классификация

Линейные коды ВОСП классифицируются по степени стандартизации и применению в существующих одномодовых системах передачи с аппаратурой мультиплексирования PDH, SDH и некоторой другой.

Линейные коды классифицируются: скремблированный, безызбыточные, избыточные. Из выше перечисленных рассмотрим первые два.

Скремблированный линейный код в формате передачи NRZ (Non Return to Zero – без возврата к нулю на тактовом интервале). Код обеспечивает выполнение требований, предъявляемых к линейным сигналам.

Безызбыточные коды подразделяются:

• NRZ – L (без возвращения к нулю на тактовом интервале - абсолютный) - точно повторяет информационную последовательность;

• NRZ – S и NRZ – M – относительные коды, то есть изменяющие состояния в последовательности после логического нуля (S) или логической единицы (M).

Информационные импульсы этих кодов имеют длительность Т; при этом "единица" - активная длительность и "нуль" - пауза, простирающаяся на весь тактовый интервал (Т1=Т0). При передаче этих кодов скорость передачи в линии не изменяется. Эти коды не получили широкого распространения из-за несоответствия требованиям к линейным сигналам.

7.2.4. Алгоритм формирования скремблированного линейного сигнала

Схема псевдослучайного скремблирующего кода представлена на рисунке

Рисунок 7.3. Схема формирования скремблирующей последовательности

Псевдослучайную последовательность формируют семь D – триггеров и сумматор по модулю два. Цифровые данные перемещаются из триггера в триггер при поступлении опорного такта на вход "С". Благодаря сумматору по модулю два образуется псевдослучайный код.

Операция сложения по модулю два заключается в следующем:

А В = С

1 1 0

1 0 1

0 1 1

0 0 0

Псевдослучайная последовательность в ВОСП для линейного кодирования формируется циклически, так линейный код SDH воспроизводится за сто двадцать семь тактов.(G.707) Для формирования линейного скремблированного кода в формате NRZ генерируется образующий полином по схеме:

g(x) = 1 + х ⁶ + х ⁷

где х ⁿ обозначает единицу в n – м разряде, то есть в разрядах шестом и седьмом. Общая длина скремблирующей последовательности равна семи.

На приеме нужно повернуть процедуру в обратном порядке.

Загрузка производится по общей шине. Загрузка исходного состояния "единица".

Процедура скремблирования на рисунке ниже (процедура суммирования по модулю два).

Рисунок 7.4. Формирование псевдослучайного скремблирующего кода

После скремблирования происходит формирование линейного сигнала NRZ (рисунок 7.5)

Скремблированная последовательность

Рисунок 7.5. Формирование линейного сигнала NRZ

При скремблировании линейного сигнала системы SDH группа двоичных символов, расположенная в начале цикла STM – N не подвергается преобразованию в скремблере. Эта группа символов (шесть байт * N) образует синхрослово, которое нужно для распознавания цикла STM – N на приемной стороне. Обнаружение цикла STM – N в приемной части позволяет запустить процедуру дескремблирования и восстанавливать информационный сигнал из линейного.

Основные достоинства скремблированного линейного сигнала ВОСП:

• стабильность скорости передачи по линии;

• достаточно точное выделение тактовой частоты для регенерации;

• скремблер делает любой информационный сигнал помехоустойчивым при передаче по ВОЛС.

Недостаток: возможность размножения ошибок (поэтому длительность делают ограниченной, циклической).

7.2.5. Алгоритм формирования безызбыточных кодов

Достоинством этих кодов является то, что они просты при формировании.

Рассмотрим временные диаграммы (с их помощью закодирована одна последовательность):

Коды без избытка:

Рисунок 7.6. Пример формирования кода NRZ

NRZ – L: абсолютный код, где единицы передаются высоким логическим уровнем на весь тактовый интервал.

RZ – L: абсолютный код, с возвращением к нулю (пятьдесят процентов). Исключает длинную серию единичных импульсов, так как пятьдесят процентов – это возврат к нулю. Длительность импульсов в два раза уменьшается.

Относительные коды: изменение состояния происходит только при низком уровне сигнала.

NRZ – S: в единичном состоянии не меняет состояние. Нуль меняет свой знак на противоположный.

NRZ – M: управление состоянием линейного кода высоким уровнем информационного сигнала и не зависит от низкого уровня информационного сигнала. Каждая информационная единица меняет свое состояние на выходе декодера. Это кодирование может передавать какую – нибудь однородность.

Но бывают случаи, когда появляются длинные серии единиц или нулей.

Рассмотрим задачу перекодирования исходной двоичной последовательности в двоичный линейный код. Для этого подробнее остановимся на недостатках простейшего безызбыточного NRZ – кодирования.

Безызбыточность исключает возможность контроля за качеством работы регенераторов без прерывания связи и использования связи и использования специальных испытательных сигналов, поскольку любые комбинации импульсов и пауз при таком кодировании являются разрешенными. Элементные ошибки в виде замены импульса на паузу или наоборот не приводят к изменениям структуры линейных сигналов и не могут быть обнаружены без дополнительной априорной информации о передаваемых сообщениях.

Временная функция математического ожидания NRZ – сигнала не имеет переменной составляющей. Это означает, что в его спектре (спектральной плотности мощности случайного процесса) отсутствуют дискретные составляющие на тактовой частоте f_т = 1 / Т, либо кратных ей частотах. Затрудняется синхронизация приемного устройства – установление границ тактовых интервалов, необходимое для надежного принятия решения о сигнале. Группирование длинных последовательностей нулей (пауз) может приводить к срыву синхронизации.

Возможность группирования импульсов и пауз в любом их сочетании приводит к значительному содержанию низкочастотных составляющих спектра, вплоть до нулевой частоты. Это усложняет обработку сигнала в приемном устройстве. Одновременно, что специфично для ВОСП, затрудняется и автоподстройка режима работы лазера в передающем устройстве, которая нужна для стабилизации пиковой мощности лазера.

В некоторых случаях к недостаткам рассматриваемого исходного кода можно отнести равновероятность импульсов и пауз в линейном сигнале. Осуществляя кодирование с p(1) < p(0), то есть с менее вероятными активными импульсами, можно при заданной средней мощности увеличить энергию в импульсе и повысить помехоустойчивость передачи.

Уйти от перечисленных недостатков можно только путем избыточного кодирования. При использовании двухуровневых сигналов введение избыточности требует увеличения числа элементарных двоичных сигналов на заданном интервале времени по отношению к числу элементарных сигналов исходной последовательности. Сигналы, приведенные на рисунке 7.6, отражают варианты безызбыточного кодирования заданной последовательности. В таких кодах все комбинации допустимы, поэтому обнаружение ошибок в работе регенератора по его выходному сигналу исключено. Эти сигналы обозначаются буквами NRZ. В первом варианте кодирования (рисунок 7.6(а)) "единицы" и "нули" исходной последовательности представляются соответственно верхними и нижними уровнями сигнала. Такое кодирование называют абсолютным и обозначают буквой L. По существу, безызбыточный код типа NRZ – L является первичным кодом (ИКМ – сигналов). В другом варианте кодирования (рисунок 7.6(в)) символу "единица" исходной NRZ – L последовательности соответствует повторение уровня предыдущего элемента (сохранение состояния) в последовательности преобразованного сигнала, символу "нуль" - появление альтернативного уровня (состояния) по отношению к предыдущему элементу в последовательности преобразованного сигнала.

Такой код называется относительным и обозначается буквой S (NRZ – S). Следующий вариант относительного кода, в котором сохранение состояния соответствует символу "нуль", а изменение состояния – символу "единица", обозначают буквой M (NRZ – M).

Безызбыточные коды редко применяют в оптических системах в виду того, что в спектре присутствуют постоянные составляющие (низкочастотные спектральные составляющие), которые подавляются и в оптических передатчиках и в оптических приемниках, что сильно искажает информационный сигнал.

Отметим еще один код, в котором сочетаются достоинства простоты кодирования с возможностью выделения f_т заданной фазы с помощью линейного фильтра. Это код CMI (Coded Marc Inversion – код с инверсией групп символов), представлен на рисунке 7.7.

Рисунок 7.7. Реализация сигналов кода CMI

Этот код относят к кодам манчестерским относительным.

Здесь поочередно блоками 11 и 00 кодируются только "единица" исходной последовательности, "нуль" же кодируется неизменно блоком 01, что и обеспечивает в спектре наличие дискрета на частоте f_т = 1 / Т.

Избыточность кода CMI легко перераспределить на обслуживание служебного канала. С этой целью можно использовать "запрещенный" в обычном режиме блок 10, а также нарушение чередований 11 и 00. Конечно,

на время служебной связи следует предусматривать блокировку систем контроля ошибок.

Подобная возможность потенциально заложена и в других кодах 1B2B, но в CMI задача решается особенно просто.

Гарантирована тактовая частота: f_{т выхода} = f_{т входа.}

Недостаток CMI – это возможность группирования трех символов "единиц" или "нулей". Код CMI рекомендован МККТТ к использованию в системах связи. Можно отметить, что все коды с поочередной инверсией токовых сигналов типа CMI относительно легко сопрягаются с системами, использующими троичные сигналы.

7.2.6. Анализ и сравнение кодов

В настоящее время МККТТ еще не разработаны рекомендации по выбору кодов для ВОСП. Существует лишь отдельный проект.

Приведенные выше требования к линейным кодам в некотором аспекте являются взаимоисключающими и зависят от различных факторов. Только конкретные условия и состояния работы ВОСП определяют предпочтительность выбора одного из рассмотренных кодов. Также отметим, что нет четкого разграничения по использованию того или иного кода в ВОСП.

Для сравнения кодов используют как временные (ТЦС – текущая цифровая сумма, НЦС – накопленная цифровая сумма, величина группирования пауз, и другое), так и энергетические характеристики (ширина энергетического спектра, отношение величин мощностей дискретной и непрерывной составляющих энергетического спектра в полосе пропускания фильтра выделителя тактовой частоты, величина проигрыша по мощности избыточного кодирования по сравнению с непосредственной или скремблированной передачей, и другое).

При рассмотрении структуры линейного кода легко заметить, что осуществить выделение тональной частоты тем проще, чем больше число переходов уровня в цифровом сигнале, то есть чем больше переходов "10" или "01", при которых синусоидальное колебание тактовой частоты легко "вписывается" в структуру кода. Если же в коде имеются длинные последовательности со значительным преобладанием одинаковых символов, спектр будет содержать низкочастотные составляющие, что затруднит обработку сигнала в приемных устройствах и регенераторах.

Такой случай неизбежен при безызбыточном кодировании (NRZ). Достоинствами этих кодов являются простота, относительная узость спектра и высокая энергетическая эффективность. Но такие коды характеризуются такими существенными недостатками, как высокий уровень низкочастотных составляющих, невозможность контроля ошибок, отсутствие дискретных составляющих в энергетическом спектре. Поэтому указанные линейные коды применяют редко, лишь при небольших расстояниях связи. Для улучшения статистических свойств сигналов используют скремблирование исходного двоичного сигнала для превращения его в сигнал, близкий к случайному, имеющему биноминальное распределение вероятностей появления любой комбинации (при равновероятном появлении символов "единиц" и "нулей").

Скремблирование осуществляют с помощью устройства, реализующего логическую операцию суммирования по модулю два исходной двоичной последовательности и преобразующего случайного сигнала, в качестве которого используются псевдослучайные последовательности (ПСП). Выбор ПСП, наиболее близкой к случайному сигналу, является достаточно сложной задачей. В качестве наиболее эффективных ПСП часто используется М – последовательности периода N = 2^{n -1} (где n – целое число).

Выводы по главе:

Основные характеристики волоконно-оптических систем передач в большой степени зависят от выбора кода в линии.

К линейным сигналам оптических систем передач предъявляются следующие требования:

• непрерывная часть энергетического спектра должна содержать минимальную спектральную плотность в низкочастотной области и иметь минимум высокочастотных составляющих;

• линейный сигнал должен содержать информацию о тактовой частоте;

• алгоритм формирования линейного сигнала должен обеспечить контроль ошибок регенерации;

• линейный код не должен приводить к размножению ошибок и так далее.

Для сравнительного анализа различных линейных кодов волоконно-оптических систем передач предложено использовать ряд стандартизированных характеристик.

Избыточность линейного кода двухуровневого сигнала. Избыточность придает сигналу заданные свойства и повышает тактовую частоту.

Относительная скорость передачи указывает коэффициент изменения скорости передачи.

Максимальное число следующих друг за другом одинаковых символов определяет устойчивость выделения тактовой частоты.

Цифровая сумма представляет собой сумму амплитуд импульсов на временном отрезке n-уровневого кода, отнесенную к абсолютному значению разностей соседних по величине уровней. Цифровая сумма позволяет надежно контролировать ошибки передачи и так далее.

Линейные коды классифицируются: скремблированный, безызбыточные, избыточные. В данном проекте рассматриваются первые два.

Скремблированный линейный код в формате передачи NRZ. Код обеспечивает выполнение требований, предъявляемых к линейным сигналам.

Скремблирование осуществляют с помощью устройства, реализующего логическую операцию суммирования по модулю два исходной двоичной последовательности и преобразующего случайного сигнала, в качестве которого используется псевдослучайная последовательность.

При скремблировании линейного сигнала системы SDH группа двоичных символов, расположенная в начале цикла STM-N не подвергается преобразованию в скремблере. Эта группа символов образует синхрослово, которое нужно для распознавания цикла на приемной стороне. Обнаружение этого цикла STM-N позволяет запустить процедуру дескремблирования и восстанавливать информационный сигнал из линейного.

Безызбыточные коды (NRZ-L, NRZ-S, NRZ-M, RZ-L) подразделяются на абсолютные и относительные.

Эти коды не получили широкого распространения из-за несоответствия требованиям к линейным сигналам. Также их редко применяют в оптических системах в виду того, что в спектре присутствуют постоянные составляющие (низкочастотные), которые подавляются и в оптических передатчиках и в оптических приемниках, что сильно искажает информационный сигнал.

Код CMI. В нем сочетаются достоинства простоты кодирования с возможным выделением тактовой частоты заданной фазы с помощью линейного фильтра. Избыточность кода CMI легко перераспределить на обслуживание служебного канала.

Контрольные вопросы:

1. Основные требования, предъявляемые к линейным кодам волоконно-оптических систем передач.

2. Основные параметры кодов.

3. Виды безызбыточных кодов.

4. Какие коды не получили широкого распространения из-за несоответствия требованиям к линейным сигналам?

5. Достоинства и недостатки скремблированного линейного сигнала ВОСП.

6. Способ передачи кода CMI в оптическом линейном тракте.

7.3. Проектирование линейных одномодовых трактов ВОСП

Качество линейного тракта волоконно-оптических систем передач определяет в большинстве случаев качество доставки информационного значения. По этой причине к линейным трактам волоконно-оптических систем передач предъявляются жесткие требования:

1. Хорошая помехозащищенность и минимальное число ошибок цифровой передачи.

2. Высокая надежность (отказоустойчивость).

По доставке информационных данных линейный тракт может быть резервирован полностью (режим 1 + 1 – один рабочий и один резервный) или частично (1: n – один резервный на n рабочих n = 1, 2, …, 14). Рабочие и резервные тракты проектируются по заданным показателям качества, основным из которых является коэффициент ошибок передачи двоичного сигнала (сигнала с импульсно-кодовой модуляцией – ИКМ) на скорости шестьдесят четыре килобит в секунду на общей длине двадцать семь тысяч пятьсот километров.

Для проектирования линейных трактов используются нормативные показатели аналоговых трактов – это соотношение сигнал / шум на выходе приемника в заданной полосе частот. Если волоконно-оптический тракт цифровой - это вероятность ошибки (эталонная цепь: двадцать семь тысяч пятьсот километров – исходная норма. Большое соединение, включающее в свой состав междугородное и национальное соединение – соединение основного цифрового канала (шестьдесят четыре килобит в секунду).

Используются нормативы для национального соединения: 0,4 * 10^-6; для междугородного соединения: 0,2 * 10^-6. Согласно рекомендациям МСЭ-Т схема организации международной связи соответствует рисунку 7.8

Рисунок 7.8. Нормирование коэффициента ошибок при международном соединении

Каждый национальный участок разбивается на: местную, внутризоновую, магистральную.

Рисунок 7.9. Нормирование коэффициента ошибок в основном цифровом канале при международном соединении

На рисунке 7.8 и 7.9 обозначены: ОС – оконечная станция; МС – междугородная станция, СС – сетевая станция. Национальный участок при организации междугородного соединения в канале шестьдесят четыре килобит в секунду (основной цифровой канал – ОЦК) имеет допустимый коэффициент ошибок

К_ош = 0,4 * 10^-6.

Учитывая, что при цифровой передаче в ОЦК ошибки суммируются, можно получить условие по допустимой величине коэффициента ошибок на длине линейного тракта в один километр:

для магистрального участка К_{ош м} = 10^-7 / 10 000 = 10^-11;

для внутризонового участка К_{ош в} = 10^-7 / 600 = 1,67 * 10^-10;

для местного участка К_{ош у} = 10^-7 / 100 = 10^-9.

Указанные величины К_ош положены в основу требований к коэффициенту ошибок одиночного регенератора

К_{ош рег} = К_{ош x} * L_рег, (7.10)

где L_рег – длина участка регенерации, x = м, в, у.

К_{ош рег} определяется соотношением сигнал/помеха на входе регенератора для заданного импульсного сигнала. Для линейных трактов волоконно-оптических систем передач характерна передача однополярных импульсов.

Отношение сигнал/шум играет решающую роль в устройстве регенерации.

Решающее устройство (РУ) принимает решение о приеме импульса или паузы. Решение должно быть принято при наиболее вероятной амплитуде импульса, то есть на половине такта Т. Для этого с помощью выделителя тактовой частоты (ВТЧ) и формирующего устройства (ФУ) создается последовательность коротких стробирующих импульсов середины тактовых интервалов передачи информационных символов (единиц и нулей). При этом импульсный сигнал, искаженный при передаче в линейном тракте, восстанавливается в первоначальном виде.

Рисунок 7.10. Структурная схема регенератора

Ошибки возникают в решающем устройстве, а отношение сигнал/шум выявляет появление ошибок.

На оптимизацию отношения сигнал/шум влияют: модулятор передатчика, так как вносит искажения; канал оптической передачи (из-за дисперсии межсимвольных помех), шумы фотодиода и усилителя.

Чтобы сделать оптимальным отношение сигнал/шум, нужны меры, связанные с ограничением полосы частот с одной стороны, с другой это ограничение не должно повлиять на межсимвольные помехи.

Чтобы отношение сигнал/шум было оптимальным, надо построить корректирующую систему таким образом, чтобы убрать помехи из спектра, несовпадающим со спектром сигнала.

Рисунок 7.11. Временные диаграммы

На временной диаграмме изображены тактовые интервалы, которые строго фиксированы по длительности. Но в реальных сигналах эти такты могут отклоняться и в передатчике, и в системе выделителя тактовой частоты (джиттер – фазовые дрожания).

Напряжение на входе решающего устройства описывается нормальным законом распределения. В итоге, в случайные моменты времени могут быть выбросы.

Помехи складываются с сигналом, в результате возникают ошибки.

Для решающего устройства создается порог различения информационных единиц и нулей. Если учесть, что помеха имеет гауссовский вероятностный закон распределения, то уровень порога равен половине амплитуды единичного импульса. При этом вероятность ошибочного приема обозначается

P_ош = p(0) * p(1/0) + p(1) * p(0/1), (7.11)

где p(0) и p(1) априорные вероятности появления единицы и нуля, p(1/0) и p(0/1) – вероятности ложного приема. Величины p(0) = p(1) = 0,5, что обеспечивается линейным кодом ВОСП, а вероятности ложного приема определяются через гауссовское распределение

, (7.12)

где – интеграл вероятности, табулированный и приводимый в математических справочниках, U_ед – напряжение единичного импульса, σ - дисперсия напряжения шума (помехи).

Самый низкий порог отношения сигнал/шум служит нормативом для определения минимального уровня оптического сигнала на входе

фотоприемного устройства. Даже небольшое отклонение от этого норматива может повлечь резкое увеличение числа ошибочно принятых символов. Это нужно учитывать при определении длины регенерационного участка.

Заметное повышение соотношения сигнал/шум может дать фильтр – корректор (ФК), если он согласован с импульсным сигналом по полосе частот и оптимизирован по межсимвольной помехе. Согласование по полосе частот позволяет сгладить импульсные помехи, то есть устранить шумы вне основной части полосы сигнала.

Полоса пропускания фильтр – корректора: , где B – скорость передачи двоичных импульсов. Если полоса пропускания фильтр – корректора выбрана меньше, чем B/2, то это приведет к отсечке шумов вне полосы сигналов и к дополнительным межсимвольным помехам.

Необходимо найти оптимальную характеристику фильтр – корректор, которая уменьшит величину помех вне полосы сигнала, не увеличит межсимвольные помехи, и не будет способствовать накоплению фазовых дрожаний.

Оптимизация по межсимвольной помехе позволяет добиться устойчивого выделения тактовой частоты и формирования стробирующих импульсов с минимальными фазовыми дрожаниями.

Наилучшие результаты дает фильтр – корректор косинусного типа. Его передаточная характеристика подчиняется следующему

(7.13)

где f – текущая частота, B – скорость передачи двоичных импульсов.

Графическое изображение этой характеристики выглядит так

Рисунок 7.12. Передаточная характеристика косинусного фильтра – корректора

Это необходимо для того, чтобы на входе решающего устройства оптимизировать отношение сигнал/шум.

Для практической реализации применяется глаз-диаграмма, которая наблюдается на экране прибора – это наложение множества реализаций за тактовый интервал.

Рисунок 7.13. Глаз-диаграмма

На него накладываются помехи.

Идеальный фильтр нижних частот дает такой раскрыв глаз-диаграммы.

Чем больше глаз раскрыт, тем меньше ошибок. Таким образом, глаз-диаграмму можно нормировать.

Сигнал/шум глаз-диаграммы применяют при настройке реальных систем передачи, работающих на оптических, электрических, радиорелейных линиях.

Контроль сигнал/шум можно осуществлять с помощью Q – фактора, чтобы осуществлять непрерывный контроль за качеством системы.

С помощью Q – фактора может непрерывно контролироваться качество передачи по коэффициенту ошибок.

Q – фактор является точной оценкой соотношения сигнал/шум.

Выпускаются измерительные приборы для контроля Q – фактора.

Особенности обработки линейных сигналов в тракте приема.

Оптический линейный сигнал преобразуется в фотоприемном устройстве в линейный электрический сигнал. Заметим, что в общем случае эти сигналы являются аналоговыми. Затем сигнал вместе с помехами, возникающими, в основном, в фотоприемном устройстве, подаются в регенератор (рисунок 7.10),состоящий из решающего устройства, выделителя тактовой частоты, формирующего устройства. Решающее устройство в течение тактового интервала T стробирует линейный сигнал и сравнивает его с некоторым пороговым напряжением U_пор. Если U U_пор, U_с = 1; если U < U_пор, U_с = 0. Здесь U – мгновенное значение напряжения на входе решающего устройства, U_с – напряжение на выходе решающего устройства. Из приведенного алгоритма работы следует, что кодовая комбинация импульсов может быть воспроизведена с ошибкой.

Действительно, если бы пик помехи во втором тактовом интервале пришелся на момент стробирования, была бы принята единица вместо нуля. Ошибочный прием оценивается вероятностью ошибки:

Назначение корректора.

Известно, что электрический сигнал на выходе фотоприемного устройства не является цифровым. Из-за дисперсии в оптическом волокне импульсы обладают последействием: один предыдущий влияет на несколько последующих, что приводит к интерференционным помехам, которые часто называют межсимвольными. В результате ухудшается возможность различения импульсов решающим устройством. Кроме того, ошибочное срабатывание решающего устройства может вызвать помеха W_э (t), поступающая на его вход с выхода фотоприемного устройства. Поэтому возникает необходимость включения перед решающим устройством корректора, который решает такие задачи:

• уменьшает длительность входного импульса таким образом, что межсимвольные помехи становятся минимальными;

• уменьшает воздействие помехи на решающее устройство.

Как видно из рисунка 7.14,

Рисунок 7.14. Характеристика импульсов с ошибкой

Решение первой задачи возможно, если максимальная длительность импульса τ_и на выходе корректора меньше длительности двух тактовых интервалов

(7.14)

Тогда в моменты срабатывания решающего устройства (моменты стробирования) межсимвольные помехи отсутствуют.

Чтобы решить вторую задачу, необходимо ограничить спектр помехи сверху, то есть корректор должен обладать свойствами фильтра нижних частот. Известно, что чем меньше полоса пропускания фильтра нижних частот, тем слабее воздействие помехи на решающее устройство.

Чтобы уменьшить и межсимвольные помехи, и полосу пропускания корректора, частотную характеристику (ЧХ) корректора аппроксимируют такими функциями, которые удовлетворяют критерию:

(7.15)

то есть, произведение длительности импульса τ_и на выходе корректора на его (корректора) полосу пропускания Δf_к должно стремиться к некоторой минимальной постоянной величине (константе). Критерию (7.15) удовлетворяет аппроксимация частотной характеристики корректора гауссовой кривой, либо "приподнятым" косинусом. Соответственно на выходе корректора формируются импульсы либо гауссовой, либо косинусквадратной формой.

Но полоса пропускания такого корректора вдвое шире, чем у корректора типа идеального ФНЧ. Тем не менее, корректор косинусного типа близок к оптимальному. Оптимальным корректором называют электрический фильтр, который при минимально возможной полосе пропускания формирует из входных импульсов с длительным последействием выходные импульсы такой формы, что межсимвольные помехи между ними отсутствуют.

Заметим, что часто фотоприемное устройство и корректор конструктивно объединяют в одном блоке – приемном оптическом модуле (ПРОМ), полоса пропускания которого определяется полосой пропускания корректора.

Назначение выделителя тактовой частоты (ВТЧ).

Выделитель тактовой частоты восстанавливает тактовую частоту линейного сигнала из последовательности сигналов, сформированных на выходе корректора. Если в дискретном спектре линейного сигнала содержится тактовая частота, то она может быть выделена узкополосным фильтром (например, из линейного сигнала в коде CMI). В других случаях тактовая частота выделяется путем нелинейной обработки сигнала. Например, линейный сигнал в формате NRZ не содержит в своем дискретном спектре линейного сигнала. В выделителе тактовой частоты этот сигнал дифференцируется и выпрямляется. Полученная последовательность импульсов содержит тактовую частоту.

Выводы по главе:

Качество линейного тракта волоконно-оптических систем передач в большой степени определяет качество доставки информационных данных в сети связи. Для выполнения высоких требований по доставке информационных данных линейный тракт может быть резервирован полностью или частично. Рабочие и резервные тракты проектируются по заданным показателям качества, основным из которых является коэффициент ошибок передачи двоичного сигнала на скорости шестьдесят четыре килобит в секунду на общей длине двадцать семь тысяч пятьсот километров.

Национальный участок при организации международного соединения в канале шестьдесят четыре килобит в секунду имеет допустимый коэффициент ошибок K_ош = 0,4 * 10^-6. Учитывая, что при цифровой передачи в основном цифровом канале ошибки суммируются, можно получить условие по допустимой величине коэффициента ошибок на длине линейного тракта в один километр.

Величины K_{ош x} (x = магистральный, внутризоновый, местный участок) положены в основу требований к коэффициенту ошибок одиночного регенератора, который определяется соотношением сигнал/шум на входе регенератора для заданного импульсного сигнала.

Решающее устройство принимает решение о приеме импульса или паузы. Решение должно быть принято при наиболее вероятной амплитуде импульса, то есть на половине такта T. Для этого с помощью выделителя тактовой частоты и формирующего устройства создается последовательность коротких стробирующих импульсов середины тактовых интервалов (единиц и нулей). При этом импульсный сигнал, искаженный при передаче в линейном тракте, восстанавливается в первоначальном виде.

Заметное повышение соотношения сигнал/шум может дать фильтр-корректор, если он согласован с импульсным сигналом по полосе частот и оптимизирован по межсимвольной помехе. Согласование по полосе частот позволяет сгладить импульсные помехи, то есть устранить шумы вне основной части полосы сигнала. Оптимизация по межсимвольной помехе позволяет добиться устойчивого выделения тактовой частоты и формирования стробирующих импульсов с минимальными фазовыми дрожаниями. Наилучшие результаты дает фильтр-корректор косинусного типа.

Настройка фильтр-корректора оценивается глазковой диаграммой, формируемой для одного тактового интервала импульса.

Контрольные вопросы:

1. Какие требования предъявляются к линейным трактам волоконно-оптических систем передач?

2. Какие нормативные показатели используются для проектирования линейных трактов?

3. Основной критерий эффективной работы устройства регенерации.

4. Зачем на вход решающего устройства включают фильтр-корректор?

5. Какой вид помех существует в оптическом линейном тракте?

6. Сущность метода глаз-диаграммы как меры качественной оценки оптического линейного тракта.

7.4. Определение длины участка регенерации

Определение длины участка регенерации является важной составной частью проектирования линейного тракта ВОСП.

Длина регенерационного участка (РУ) определяется двумя основными параметрами передачи: затуханием и дисперсией информационных сигналов.

Для определения длины регенерационного участка по затуханию можно воспользоваться соотношением, предложенным МСЭ-Т:

(7.16)

где P_S – уровень мощности сигнала передатчика в точке стыка S (дБм), P_R – уровень мощности сигнала на входе приемника в точке стыка R (дБм), определенный для заданного K_ош; P_D – мощность дисперсионных потерь (дБм); M_e – энергетический запас на старение оборудования (дБ); N – число строительных длин кабеля; l_S – потери энергии на стыках строительных длин кабеля (дБ); N_C – число разъемных соединений между точками S и R; l_C – потери энергии на разъемном соединении (дБ); α_С – коэффициент затухания кабеля (километрические потери энергии в кабеле) (дБ/км); α_m – запас на повреждения кабеля (дБ/км).

Расчет длины регенерационного участка по значению дисперсии производится с целью определения совместимости полосы пропускания кабеля (оптической полосы) с требуемой скоростью передачи сигнала. Полоса частот с увеличением длины волокна уменьшается и может быть приближенно определена из выражения:

(7.17)

где ΔF – ширина полосы частот, приведенная к единице длины волокна, удельная полоса (МГц*км);

γ – κоэффициент, учитывающий влияние реального профиля показателя преломления сердцевины волокна и закон изменения полосы частот с увеличением длины волокна. Этот коэффициент получают экспериментальным путем и он может иметь разные значения. Для одномодового оптического волокна γ = 1.

Условие: если скорость передачи меньше или приблизительно равна полосы пропускания, то есть B ≤ ΔF, то форма импульсов будет прямоугольной. Это наихудший случай.

Связь полосы пропускания с дисперсией.

МККТТ предложил величину удельной полосы определять:

, (7.18)

τ складывается из

(7.19)

где τ_мм – межмодовая дисперсия; τ_хр – хроматическая дисперсия.

(7.20)

где τ_мат – материальная дисперсия; τ_в – волновая дисперсия; Δλ_0,5 – ширина спектра, Δλ_0,5 = 0,2λ для уровня -20 дБм. (9)

При оценке ширины полосы частот ΔF(L) одномодового волокна длиной L известны различные подходы. Дисперсия оценивается по среднеквадратическому уширению импульса τ_СКУ, по уширению импульса на уровне половины максимальной мощности τ_0,5, по времени нарастанию импульса от 0,1 до 0,9 τ_Н его максимального значения мощности. Все эти способы оценки связаны между собой соотношением:

(7.21)

В технических характеристиках необходимо обращать внимание на ширину спектра одномодовых лазеров Δλ, κоторая указывается для уровня -20 дБм от максимума излучаемой мощности.

При скорости передачи B > 2,5 Гбит/с в расчете должна приниматься хроматическая дисперсия и поляризационная модовая дисперсия.

Международная сеть электросвязи предложила использовать для скорости режим, не превышающий 10 гигабит в секунду (G. 981), оценку типа

(7.22)

На скорости передачи данных десять гигабит в секунду сильно начинает сказываться поляризационная модовая дисперсия.

Поляризационная модовая дисперсия

Одна мода распадается на две ортогональные составляющие с разными скоростями.

И их роль становится заметной на высоких скоростях.

Установлена зависимость поляризационной модовой дисперсии от длины волокна

(7.23)

где Т_уд = 0,5 – величина дисперсии, приходящаяся на один километр.

Поляризационная модовая дисперсия на скорости десять гигобит в секунду и выше может ограничивать полосу пропускания (дальность передачи).

В настоящее время применяются компенсаторы (компенсаторы поляризационной модовой дисперсии).

Рассчитывая систему до десяти гигобит в секунду необходимо обращать внимание только на хроматическую дисперсию, как только скорость десять гигобит в секунду и выше, в расчет берется поляризационная модовая дисперсия.

По этой причине необходимо обращать внимание на типовые интерфейсы, приводимые с точным значением допустимой дисперсии.

Когда такой норматив не приведен, то используются формулы ΔF*L, вместо ΔF можно подставить B.

Ограничивающие факторы длины регенерационного участка:

1. Максимальная мощность оптического передатчика, к сожалению, ограничивается нелинейными оптическими эффектами (G. 663). Критическая мощность порядка P_K > ~ 10 мВт, что связано с кросс - модуляцией;

2. Минимальная мощность на входе приемника оценивается коэффициентом ошибок;

3. Ограничение длины регенерационного участка – запас на старение аппаратуры (берется в пределах 36 дБ). Запас на повреждение кабеля указывается для длины линии сто километров на срок эксплуатации двадцать лет. Запас на старение аппаратуры связан с факторами:

• деградация лазеров (снижение излучаемой мощности);

• увеличение шумов приемника (связано с деградацией фотоприемного устройства);

• длина регенерационного участка зависит от длины волны излучения;

• полоса пропускания волокна зависит от типа оптического волокна, длины волны, окна прозрачности и ширины спектра излучения лазера или светодиода, применения компенсаторов дисперсии.

Выводы по главе:

Определение длины регенерационного участка является важной составной частью проектирования линейного тракта волоконно-оптических систем передач. Длина регенерационного участка определяется затуханием и дисперсией информационных сигналов.

Длину регенерационного участка по затуханию можно определить по формуле:

. (7.24)

При оценке ширины полосы частот ΔF(L) одномодового волокна длиной L известные подходы.

. (7.25)

Дисперсия оценивается по среднеквадратическому уширению импульса, по уширению импульса на уровне половины максимальной мощности, по времени нарастания импульса. Все эти способы оценки связаны соотношением:

. (7.26)

Полоса частот оптического одномодового кабеля уменьшается с увеличением длины волокна L, но коэффициент γ = 1.

На скорости передачи данных десять гигобит в секунду начинает сказываться поляризационная модовая дисперсия, где одна мода распадается на две ортогональные составляющие с разными скоростями.

Контрольные вопросы:

1. Чем определяется длина регенерационного участка?

2. С какой целью производится расчет длины регенерационного участка по значению дисперсии?

3. Какая дисперсия начинает сказываться на скорости передачи данных десять гигобит в секунду и выше?

4. Какие ограничивающие факторы длины регенерационного участка вы знаете?

7.5. Краткий обзор спектрального уплотнения

Волоконно-оптические системы передачи, использующие мультиплексирование с разделением по длине волны (Wavelength Division Multiplexing – WDM), разрабатываются с тысяча девятьсот семьдесят шестого года. Первый этап развития таких систем связан с освоением диапазона длин волн во втором окне прозрачности частотной характеристики коэффициента затухания α_к оптического волокна (ОВ). На этой длине волны хроматическая дисперсия оптического волокна очень мала, что позволяет передавать информацию с очень высокой скоростью. Но, значительные потери в волокне ограничивают длину связи. Были созданы дуплексные ВОСП – WDM, передающие информацию в одном канале на длине волны тысяча триста десять нанометров, а в другом – на длине волны тысяча пятьсот пятьдесят нанометров. И хотя на второй длине волны потери малы, хроматическая дисперсия велика. Поэтому, такие ВОСП оказались неэффективными из-за ограниченной длины участка регенерации.

С начала девяностых годов двадцатого века отмечается значительный рост трафика в связи с резким ростом объема передаваемых данных. Такой трафик уже не могли обслуживать волоконно-оптические системы передачи плезиохронной цифровой иерархии (PDH), характеризующиеся сравнительно низкими скоростями передачи. Поэтому началось внедрение систем синхронной цифровой иерархии (SDH), разработанных к тому времени. Эта иерархия содержит шестьдесят четыре уровня. Первый уровень

характеризуется скоростью передачи сто пятьдесят пять целых пятьсот двадцать сотых килобит в секунду. Скорости следующих уровней B_m возрастают в m раз:

B_m = m * 155,520 Мбит/с,

где m = 1, 2, …, 64. (7)

Мультиплексоры WDM в настоящее время разделяют по числу каналов и шагу частотного плана на три типа:

• обычные WDM;

• плотные WDM;

• высокоплотные WDM – HDWDM (High Dense Wavelength Division Multiplexing).

При этом в соответствии с канальным или частотным планом принята следующая классификация систем WDM.

В этой классификации число каналов для каждого класса систем WDM достаточно условно, но частотный интервал между каналами имеет существенное значение. Для высокоплотных систем WDM (HDWDM) он может достигать в некоторых случаях и двадцать пять гигогерц. С практической точки зрения очень важно знать взаимосвязь допустимого частотного интервала, числа каналов, допустимого интервала по длине волны для различных уровней каналов SDH с учетом допустимого частотного интервала между оптическими несущими.

Сравнение систем WDM различных производителей показывает, что практически все они имеют примерно сходные качественные характеристики и одинаковую конфигурацию, строятся по однотипной структурной схеме. Наблюдается общая тенденция наращивания числа каналов при одновременном повышении скорости передачи в каждом из них. Следует заметить, что возможности технологий WDM таковы, что весь сегодняшний мировой телефонный трафик можно передать по одной паре волокон.

Некоторые результаты развития ВОСП – WDM обобщены в рекомендации G.692 МСЭ-Т. В ней рассматривается методика организации ВОСП – WDM как на обычных одномодовых кабелях (G.652), так и на оптических кабелях (ОК) со смещенной дисперсией (G.653) и с ненулевой дисперсией (G.655). Возможность организации ВОСП – WDM на обычных оптических кабелях с волокнами SMF (Step index single mode fiber – одномодовое ступенчатое волокно с несмещенной дисперсией) позволяет использовать для этой цели уже проложенные оптические кабели и тем самым резко улучшить технико-экономические показатели вводимых в эксплуатацию каналов и трактов систем передачи.

Примеры решения задач.

Пример 1

Затухание оптического кабеля α = 0,2 дБ/км,

мощность передатчика и приемника P_пер = 10 дБм, P_пр = -27 дБм,

затухание на стыках α_ст = 1 дБ.

Определить длину передачи.

Решение:

А = P_пер + P_пр = 10 + 27 = 37 дБ;

.

Пример 2

Случайный информационный сигнал

Какой линейный сигнал получится в результате.

Решение: необходимо произвести сложение по модулю два