Модуляция несущего колебания цифровым сигналом называется манипуляцией. От выбора вида манипуляции при заданной пропускной способности ЦРРЛ зависят такие важные характеристики ЦРРЛ, как полоса пропускания, восприимчивость к искажениям различного вида, стоимость аппаратуры и другие. В зависимости от назначения ЦРРЛ в них могут применяться различные разновидности фазовой, частотной, амплитудной манипуляции [1].

Различают двухуровневые и многоуровневые виды дискретной манипуляции. Так при двухуровневой АМ (ДАМ) амплитуда напряжения несущей частоты передатчика может принимать только два дискретных значения, например U_с и 0, как это показано на рисунке 7.7,б для случая передачи двоичного цифрового сигнала (рисунок 7.7,а). Таким же образом различают двухчастотные и многочастотные виды дискретной манипуляции. При двухчастотной ЧМ (ДЧМ) (иногда также называемой двухпозиционной ЧМ) амплитуда несущей постоянна, а частота может принимать только два дискретных значения, например f₁ и f₂ (рисунок 7.7,в). Соответственно и при дискретной фазовой модуляции различают двухфазную манипуляцию (ДФМ) (рисунок 7.7,г) и многофазные виды манипуляции. Многоуровневые, многочастотные и многофазные виды манипуляции используются либо для увеличения пропускной способности цифровых радиоканалов без расширения полосы пропускания аппаратуры, либо для передачи цифровой информации, использующей коды с многозначными символами (m_с>2), например, третичные, четвертичные или другие коды .

Перейдем к рассмотрению энергетических спектров.

ВЧ сигнал с ДАМ (рисунок 7.7,б) при передаче некоррелированных положительных и отрицательных посылок с равной вероятностью и при длительности модулирующего цифрового сообщения τ = Т (рисунок 7.7,а), имеет энергетический спектр, показанный на рисунке 7.8,а, на котором В = 1/Т – скорость манипуляции в бодах. Этот спектр характеризуется наличием дискретной составляющей (дельта-функция на рисунке 7.8,а) с частотой равной частоте несущей f_с, и с мощностью пропорциональной (среднее значение амплитуды напряжения ВЧ сигнала равно U_с/2). Других дискретных составляющих в спектре нет (предполагается, что корреляция между передаваемыми символами равна нулю).

Если вычесть из сигнала с ДАМ (рисунок 7.7, б) с амплитудой U_c напряжение несущей частоты с амплитудой U_c/2, то получим ВЧ сигнал, аналогичный показанному на рисунке 7.7, г, но с амплитудой U₀/2, что соответствует сигналу с ДФМ. Полученный таким образом ВЧ сигнал с ДФМ имеет спектр, равный непрерывной части спектра рисунок 7.8,а. Увеличение в 2 раза амплитуды полученного ВЧ сигнала до значения U_c, показанного на рисунке 7.7, г, приводит к увеличению его мощности, а следовательно и плотности его энергетического спектра в 4 раза (рисунок 7.8,в). Сравнение рисунков 7.8,а и 7.8, в показывает, что при ДФМ вся мощность передатчика распределена по непрерывной части спектра, которая содержит полезную информацию и не расходуется на излучение несущей. Этим в основном и объясняется значительно большая помехоустойчивость сигналов с ДФМ, чем сигналов с ДАМ.

Сигнал с ДЧМ (рисунок 7.7,в) можно рассматривать как сумму двух ВЧ сигналов с ДАМ, но имеющих разные несущие частоты f₁ и f₂. поэтому спектр сигнала с ДЧМ (рисунок 7.8,б) является суммой двух спектров, аналогичных показанному на рисунке 7.8,а. Спектр сигнала с ДЧМ, очевидно, шире спектров сигналов с ДАМ или с ДФМ на величину размаха девиации частоты .

Теоретически для оптимального приема сигналов с ДАМ или ДФМ полоса пропускания приемника должна равняться минимально допустимому значению П₀ = 1/Т = В (рисунок 7.8,а и в). При ДЧМ она должна быть шире на величину ∆f_р (рисунок 7.8,б). Однако при когерентном детектировании ВЧ сигналов с ДФМ рекомендуется выбирать несколько большую полосу пропускания приемника

, (7.1)

во избежание срывов синхронизации генератора опорного напряжения (ГОН). Если на вход приёмника поступают достаточно длинные регулярные последовательности знакопеременных посылок, то спектр таких сигналов дискретен и состоит только из боковых частот, равных f_c±(2n–1)B/2, где порядковый номер компоненты n > 0. Чтобы при этих условиях на вход фазового детектора поступали хотя бы только две первые боковые составляющие с частотами f_c+ B/2 и f_c– B/2, необходимо выполнить условие (7.1). Из (7.1) следует, что в малоканальной ЦРРЛ с ДФМ (или с ОФМ), каждый ствол которой предназначен для передачи сигналов, П_пр ≈ 2.25 МГц, так как С₃₀ = 2.048 Мбит/с. Это примерно равно полосе приемников РРЛ с ФИМ–АМ с такой же пропускной способностью, но в четыре раза превышает полосу приёмников РРЛ с ЧУ и ЧМ. Однако в ЦРРЛ можно использовать принцип двукратной модуляции, при которой удваивается пропускная способность стволов при той же полосе П_пр.

При таких методах передатчик манипулируют одновременно двумя независимыми групповыми цифровыми сообщениями, имеющими одинаковые синхронные тактовые частоты F_c = 1/T. Каждое сообщение подается на отдельный вход манипулятора, схема которого составляется таким образом, чтобы соблюдались условия, указанные в таблице 7.1 для двукратной ДЧМ и для двукратной ДФМ.

Таблица 7.1

Ограничение спектра манипулированных ВЧ сигналов до входа детектора приемника будет неизбежно приводить к возникновению переходных процессов, затягивающих процесс нарастания напряжения в начале каждой посылки. Следовательно, эти переходные процессы явятся источником появления так называемых межсимвольных помех, так как из-за них предыдущие посылки искажают форму последующих посылок. Межсимвольные помехи существенно понижают помехоустойчивость цифровых сигналов, так как ухудшают условия работы решающих устройств, установленных на выходах приемников. Величина межсимвольных помех зависит не только от ограниченности полосы пропускания ВЧ трактов аппаратуры. Она в значительной степени определяется нелинейностью фазовой характеристики в пределах заданной полосы пропускания. По этой причине следует учесть, что для уменьшения уровня межсимвольных помех необходимо тщательно скорректировать фазовую характеристику приема с помощью соответствующих фазовыравнивателей (корректоров времени задержки).

Для получения максимальной верности приема цифровой информации форма огибающей импульсов на входе приемников должна быть возможно ближе к прямоугольной. Однако ввиду нецелесообразности излучения передающими антеннами слишком широких спектров частот рекомендуется выбирать полосу пропускания передающих трактов аппаратуры ЦРРЛ П_п ≈ 2В. Таким образом, перспективным направлением является применение многопозиционных методов манипуляции, позволяющих повысить пропускную способность ЦФ ствола без расширения полосы частот приемно-передающей радиорелейной аппаратуры [1]. Такие методы часто используются для передачи бинарных (относительных бинарных) ЛЦС, при этом число позиций (уровней) манипуляции М = 2ⁿ (рисунок 7.9). В общем виде цифровые сигналы с многопозиционной ЧМ обозначаются ИКМ-МЧМ, с многопозиционной ФМ – ИКМ – МФМ и так далее, либо вместо М указывается его числовое значение, например, ИКМ – 4ФМ.

Рисунок 7.9. Фазовая манипуляция

Сигнал всех типов ФМ может быть получен с помощью балансной схемы (КАМ-модулятора) (рисунок 7.10), причем обеспечение ОФМ достигается соответствующим изменением битового потока в кодере К.

Рисунок 7.10. КАМ-модулятор

Широкое применение находит квадратурная амплитудная манипуляция (КАМ). Этот вид манипуляции, по существу, представляет собой сочетание АМ и ФМ, в связи с чем его еще называют амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМ). В случае КАМ изменяется и фаза и амплитуда несущей. Применяются КАМ четвертого уровня и выше (КАМ-4, КАМ-16 (рисунок 7.11), КАМ-64 и т.д.), причем КАМ-4 совпадает с ОФМ четвертого уровня.

Рисунок 7.11. КАМ-16 с примерами сигнальных точек квадрибитов 1110, 1000, 0111, 0001

Вид модуляции одновременно определяет и ширину излучаемого спектра, а, следовательно, требуемую ширину полосы приемопередатчика, и пороговое отношение сигнал/шум в демодуляторе. В настоящее время в РРЛ используются следующие виды модуляции:

Для высокоскоростных РРС (от 155 Мбит/с и выше) – квадратурная амплитудная модуляция с уровнем квантования 64 и выше (64 QAM и выше) либо более сложные методы модуляции, объединяющие модуляцию и кодирование, в частности, решетчатая кодовая модуляция (ТСМ) и блоковая кодовая модуляция (ВСМ);

Для среднескоростных РРС – 16 QAM, 32 QAM;

Для низкоскоростных РРС (ниже 34 Мбит/с) – наиболее распространена модуляция QPSK, которая позволяет вдвое уменьшить ширину спектра сигнала по сравнению с 2-PSK (то есть ОФТ) без потери помехозащищенности. При
этом используется несколько модификаций QPSK – офсетная О-QPSK, с постоянной огибающей СЕРМ или PSK, 4QAM и другие, отличающиеся методами реализации. Многие фирмы применяют более простой метод 4FSK, обеспечивающий такую же занимаемую полосу частот, что и QPSK, но за счет некоторого снижения энергетики РРЛ. Для малых скоростей передачи иногда применяют еще более простые методы – 2 PSK и FSK, особенно в диапазонах 26 – 40 ГГц.

Для скорости 34 Мбит/с наметилась тенденция замены QPSK на 16 QAM в диапазонах ниже 13 ГГц с целью уменьшения занимаемой полосы ствола РРЛ до 14 МГц вместо 28 МГц при QPSK.

То есть чем выше скорость передачи, тем более сложную модуляцию приходится использовать, чтобы вписаться в стандартные планы частот РРЛ, а тем сложнее вид модуляции, тем сложнее аппаратура реализации и, соответственно, выше стоимость изделия.

В таблице 7.2 приведены типовые для большинства современных РРС значения полосы частот, занимаемой при передаче цифровых потоков.

Отметим, что при сравнении энергетических параметров РРС антенны обычно не учитывают, так как их коэффициент усиления определяется, в основном, габаритами и выбирается проектировщиками линии связи в зависимости от конкретных условий.

Таблица 7.2. Полосы частот занимаемые цифровыми потоками, при различных видах модуляции