1. Историческая справка о развитии цифровой связи

2. Цифровая передача аналоговых сигналов

3. Принципы формирования канального цифрового сигнала с ИКМ

3.1. Дискретизация во времени

3.2. Квантование по уровню

3.3. Кодирование

3.4. Амплитудные характеристики канала ЦСП с ИКМ

4. Принципы формирования канальных сигналов в разностных ЦСП

4.1. Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция

4.2. Дельта-модуляция

5. Основы построения первичной многоканальной ЦСП с ИКМ

5.1. Нелинейное кодирование и декодирование сигналов

5.1.1. Принцип построения группового АИМ-тракта

5.1.2. Кодирующие и декодирующие устройства с аналоговым компандированием

5.1.3. Цифровые кодирующие и декодирующие устройства

5.2. Генеральное оборудование и системы синхронизации

5.2.1. Генеральное оборудование

5.2.2. Система тактовой синхронизации

5.2.3. Система цикловой синхронизации

5.2.4. Система сверхцикловой синхронизации

6. Оборудование цифрового линейного тракта с электрическим интерфейсом

6.1. Источники искажений и помех в цифровом линейном тракте

6.1.1. Структура цифрового линейного тракта

6.1.2. Причины возникновения искажений и помех в ЦЛТ

6.1.3. Способы оценки влияния искажений и помех

6.2. Регенерация линейных сигналов в ЦСП

6.2.1. Требования к линейным сигналам

6.2.2. Линейные коды в ЦСП

6.2.3. Регенерация линейных сигналов

6.3. Коррекция искажений в ЦЛТ

6.4. Влияние помех на качество передачи сигналов в ЦСП

6.4.1. Влияние собственных помех на вероятность ошибки при приеме цифрового сигнала

6.4.2. Влияние помех от линейных переходов на вероятность ошибки

6.4.3. Накопление помех в ЦЛТ

6.4.4. Влияние помех на размещение регенераторов в ЦЛТ

6.5. Перспективы совершенствования линейных трактов ЦСП

1. Историческая справка о развитии цифровой связи

Первые шаги цифровой передачи сигналов связаны с развитием электрического телеграфа. Неэлектрические системы передачи сигналов появились более 2000 лет назад. Греческий военачальник Полибий применял в 300 г. до нашей эры схему сигнализации из 10 факелов, а римские войска широко использовали одну из разновидностей семафорной связи [12].

В начале XIX века сложилась ситуация, когда трудами и исследованиями Г. Х. Эрстеда, Ампера, Гаусса, Вебера, С. Т. Зёммеринга и других ученых была создана теоретическая и практическая база для создания электрической телеграфной связи.

Основным стимулом для создания и широкого внедрения телеграфной связи явилось развитие железных дорог, начиная с 1830 г. Даже на заре своего существования железнодорожные поезда могли перемещаться со скоростью до 80 км/час, и поэтому потребовалась система связи, обеспечивающая передачу информации со скоростью, соизмеримой со скоростью движения поездов. В 1832 г. русским ученным П. Л. Шиллингом был создан первый телеграфный аппарат пригородный для эксплуатации. Усилиями английских исследователей Уитстона и Кука телеграфный аппарат Шиллинга был внедрен в практическую эксплуатацию в 1837 г. на магистрали Лондон – Бирмингем.

После этого телеграфные системы начали быстро внедряться и к 1870 г. они существовали во всем мире. Основным барьером для прогресса телеграфной связи явилось то обстоятельство, что для каждой пары телеграфных аппаратов (на передаче и приеме) требовалась отдельная линия связи.

Следующим этапом развития цифровой передачи в виде телеграфных сигналов явилось многократное использование одной линии связи для передачи нескольких сообщений, что существенно повышало эффективность использования линейных сооружений. Первая работоспособная многоканальная система передачи, основанная на временном объединении телеграфных сигналов, была создана молодым инженером французской телеграфной службы Ш. Бодо в 1875 г. При ее разработке были успешно решены несколько технических проблем, важнейшими из которых являются – синхронизация передающей и приемной частей системы передачи, а также внедрение в практику равномерного 5-ти разрядного телеграфного кода. В знак заслуг Бодо в области передачи цифровых сигналов его именем названа единица телеграфирования: Бод – количество телеграфных символов передаваемых за 1 сек.

К 1872 г. большая часть основных методов передачи была открыта и реализована в том или ином виде. В том же году американец Александр Белл начал работать над созданием тонального телеграфа, что в конце концов привело его к изобретению телефона в 1876 г.

В качестве средства общения телефон обеспечивал быстроту, удобство и живой контакт между абонентами. Начиная с 1868г. телефон начал доминировать как средство связи. Телефонная связь предусматривала передачу аналоговых сигналов, и развивающиеся сети связи в основном рассчитывались на осуществление передачи аналоговых сигналов, а цифровая передача (телеграфия) все в большей степени приспосабливалась под характеристики аналоговых сетей. К 1950 г. системы связи были почти полностью аналоговыми, за исключением телеграфных систем, работающих на длинных магистралях подводного кабеля, и некоторых систем радиосвязи. Необходимость передачи широкополосных аналоговых телефонных сигналов, чувствительных к искажениям и помехам, стимулировало развитие методов цифровой передачи сигналов основным преимуществом которых является значительно большая помехозащищенность по сравнению с аналоговыми сигналами [1].

В конце 20-х – начале 30-х годов XX века трудами Г. Найквиста [3], В. А. Котельникова [4,5], позднее К. Шеннона [6] была создана фундаментальная теория цифровой передачи сигналов. Важнейшим практическим результатом явился вывод о том, что любой непрерывный аналоговый сигнал с ограниченным спектром может быть представлен дискретным во времени сигналом в виде амплитудно-импульсной модуляции (АИМ). Первым видом цифровой передачи аналоговых сигналов была широтно-импульсная модуляция (ШИМ), изобретенная Р. Хайзингом в 1924 г. [1]. Хотя он не был непосредственной заинтересован в цифровой передаче; его цель заключалась в применении широтно-импульсной модуляции для повышения КПД радиоусилителей. Решающие шаги в изобретении истинно цифрового кодирования аналоговых сигналов были сделаны французом, работающим в лабораториях компании ИТТ, А. Ривзом в период 1936 – 1937 гг. [2]. Его первым вкладом было открытие еще одного вида модуляции – импульсно-временной модуляции (ВИМ). При этом информация представлялась временем появления импульса относительно некоторой определенной шкалы времени (рис. 1.1.)

Рис 1.1. Виды импульсной модуляции:

а – модулирующий сигнал; б – амплитудно-импульсная модуляция; в – широтно-импульсная модуляция; г – фазоимпульсная модуляция; д – импульсно-кодовая модуляция.

Следующим, важнейшим шагом было осознание Ривзом того факта, что квантованием оставшегося аналогового параметра сигнала (амплитуды) и представлением его в виде двоичного кода можно добиться высокой помехоустойчивости. Это заключением привело Ривза к изобретению импульсно-кодовой модуляции (ИКМ). Что касается европейских исследователей, то дальнейшее развитие техники ИКМ вскоре было прервано войной 1939-1945 гг., в результате чего уточнение основных идей Ривза произошло в Америке. В 1947 г. ученые Телефонных лабораторий фирмы “Белл” опубликовали первое сообщение о полностью работоспособной системе с ИКМ [2]. Примерно в то же время Делорен во Франции и Л. А. Коробков в СССР изобрели дельта-модуляцию (ДМ).

Следующим видом цифровой передачи было разработка Каплером в 1950 г. [2] методов дифференциальной импульсно-кодовой модуляции (ДИКМ). Эти способы передачи аналоговых сигналов в дифференциальном виде: ИКМ, ДМ и ДИКМ (и их модификации в виде адаптивных АДМ и АДИКМ), служат основой для построения современных телекоммуникационных систем.

Фундаментальные проблемы ИКМ, как указывалось выше, были в основном решены к 1947г. однако прошло еще 15 лет, прежде чем первая коммерческая система была внедрена на сети связи (система Т1 в США). Задержка во внедрении объясняется двумя факторами, а именно: отсутствием потребности в системе и отсутствием соответствующей поддерживающей технологии.

Аппаратура с ИКМ на основе технологии 1947 г. была реализована на базе коммутирующего прибора в виде электронных ламп и по этой причине была громоздкой, скорее ненадежной, потребляла большую мощность и имела тенденцию к сильному нагреву. Однако в 1949 г. в США Дж. Бардиным??? и У. Шокли были изобретены полупроводниковые транзисторы – плоскостные триоды. Для разработки транзисторов и внедрению их в промышленное производство потребовалось еще около 10 лет и в 1957 г. был создан почти идеальный коммутационный прибор: небольшой, очень быстродействующий, надежный и потребляющий незначительную энергию. Именно транзисторы были основой первой системы с ИКМ типа Т1 (США).

К началу 60-х годов ХХ в. появилась и потребность в цифровых системах передачи (ЦСП). Она диктовалась непрерывным ростом числа телефонов и возрастанием нагрузки на кабельную сеть, в частности, в больших городах. В принципе эта проблема могла бы быть решена простым увеличением числа кабелей однако при этом потребовались бы колоссальные затраты на прокладку все новых и новых подземных кабельных коммуникаций.

Альтернативой этому решению явилось создание многоканальных систем передачи работающих по существующей кабельной сети и увеличивающей ее емкость на несколько порядков. Однако аналоговые системы передачи (АСП) с частотным разделением каналов (ЧРК) использовать оказалось практически невозможно, так как кабели телефонной сети (в России кабели типа Т, ТГ, ТПП и др.) рассчитаны на работу в низкочастотном диапазоне, а в области высоких частот характеризуются огромными переходными влияниями и высоким уровнем шумов.

Решить проблему создания многоканальных систем передачи, работающих по кабелям существующей телефонной сети, оказалось возможным только при помощи ЦСП с ИКМ. Первым участком сети, на которых начиналось внедрение систем передачи с ИКМ во всех странах мира, явились соединительные линии между городскими автоматическими телефонными станциями (АТС). Первая система Т1 оказалась очень удачной и получила применение во всех странах мира и представляет собой прототип современных ЦСП с ИКМ.

Внедрение систем с ИКМ на межстанционных соединительных линиях было поворотным моментом во внедрении цифровых методов передачи. С тех пор началась бурная “цифровизация” сетей связи на всех участках: местном, внутризоновом и магистральном. В промышленно развитых странах мира (Япония, Франция, США и др.) существующие сети связи являются полностью цифровыми. В России развитие сети связи также осуществляется только на основе ЦСП с ИКМ.

Как указывалось выше, первое поколение ЦСП с ИКМ разрабатывалось, в основном, для передачи в цифровом виде телефонных сигналов. Однако, к концу ХХ в. цифровые системы первого поколения оказались малоприспособленными для создания многофункциональных цифровых сетей, позволяющих предоставлять пользователям самых широких видов услуг, кроме цифровых телефонных каналов, включающих в себя: каналы звукового вещания, цифрового телевидения, передачи данных, факсимильные каналы, видеотелефон, организация видеоконференций и других, например, в рамках цифровой сети интегрального обслуживания (ISDN – Integrated Services Digital) или широкополосной B-ISDN (Broadband ISDN).

Поэтому международным союзом электросвязи (Секция телекоммуникаций – МСЭ-Т) или ITU-T (International Telecommunication Union - Telecommunication) было принято решение о создании ЦСП с ИКМ следующего поколения, названных системами передачи SDH, в отличие от ЦСП первого поколения, названных системами передачи PDH. Первый пакет стандартов, регламентирующий принципы построения телекоммуникационных систем SDH, был принят ITU-I в 1988 г. С тех пор эти стандарты неоднократно уточнялись и изменялись, а их основой являлась американская система передачи типа “Sonet” (Synchronous Optical Network), развернутая к тому времени на сети связи США. Технологической основой систем SDH являются волоконно-оптические линии связи и системы передачи (ВОЛС и ВОСП), осуществляющие передачу цифровых сигналов в оптическом диапазоне. Цифровые сигналы SDH низших порядков могут передаваться в виде электрических сигналов по цифровым радио-релейным линиям связи (ЦРРЛ) и спутниковым каналам. Теоретической и практической базой создания систем SDH являлись два фактора: создание источников света в виде лазеров с высокой эффективностью, основанных на открытии лазерного излучения, сделанным в 1962 г. Н. Г. Басовым, А. М. Прохоровым (Россия) и относительно дешевых оптических кабелей с малым затуханием. Дальнейший материал книги посвящен изучению принципов построения телекоммуникационных систем PDH и SDH.

2. Цифровая передача аналоговых сигналов

Аналоговым сигналом в системах передачи называется непрерывный электрический или оптический сигналы, параметры которого (амплитуда, частота или фаза) изменяются по закону непрерывной функции времени источника информации, например, речевого сообщения, подвижного или неподвижного изображения и т.д. Непрерывные сигналы могут принимать любые значения (бесконечное множество) в некоторых пределах. Дискретные сигналы – состоят из отдельных элементов, принимающих конечное число различных значений. Аналоговые дискретные сигналы можно получить из непрерывных, используя дискретизацию по времени (через интервал Т_д), квантование по амплитуде (через интервал ) или их одновременно (рис. 2.1. а, б, в). цифровой сигнал формируется в виде группы импульсов в двоичной системе счисления, соответствующих амплитуде квантованного по уровню и дискретного по времени аналогового сигнала (рис. 2.1. г), при этом наличие электрического импульса соответствует “1” в двоичной системе счисления, а отсутствие – “0” [7]. Основным преимуществом цифровых сигналов является высокая помехозащищенность, так как при наличии шумов и искажений при их передаче достаточно зарегистрировать на приеме наличие или отсутствие импульсов.

Преобразование непрерывного сигнала в цифровой может быть реализовано в виде обобщенной структурной схемы канала ЦСП приведенной на рис. 2.2. Формирование цифрового сигнала может осуществляться при помощи ИКМ, ДМ, ДИКМ и их модификаций. Таким образом, для получения цифрового сигнала принципиально необходимо произвести три основные операции над непрерывным сигналом: дискретизацию по времени, квантование по амплитуде (по уровню), кодирование.

Рис. 2.1. Дискретные сигналы:

а – дискретный по времени; б – дискретный по уровню; в – дискретный по времени и по уровню; г – цифровой сигнал.

Рис. 2.2. Обобщенная структурная схема канала ЦСП:

ИИ – Источник информации в виде непрерывного сигнала;

ДВ – Дискретизатор по времени;

КУ – Квантователь по уровню;

АЦП – Аналого-цифровой преобразователь;

ЛП – Линия передачи;

ЦАП – Цифро-аналоговый преобразователь;

УВ – Устройство Восстановления Дискретного аналогового сигнала в непрерывный.

ПИ – Приемник информации

3. Принципы формирования канального цифрового сигнала с ИКМ

3.1. Дискретизация во времени

Преобразование непрерывного аналогового сигнала в дискретный может быть осуществлено в соответствии с теоремой отсчетов, доказанной В.А. Котельниковым в 1933 г.: любой непрерывный сигнал с ограниченным частотой F_МАКС спектром, может быть полностью представлен в виде своих дискретных во времени отсчетов, взятых через интервал времени Т_д F_МАКС, называемой периодом дискретизации. Технически операция дискретизации по времени осуществляется при помощи ключевых схем путем получения сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (АИМ). При АИМ амплитуда периодической последовательности импульсов изменяется в соответствии с изменением амплитуды модулирующего сигнала с(t) (например, телефонного сигнала). Различают амплитудно-импульсную модуляцию первого (АИМ-1) и второго (АИМ-2) рода. При АИМ-1 амплитуда отсчетов, следующих с частотой дискретизации , изменяется в соответствии с изменением модулирующего сигнала с(t), а при АИМ-2 амплитуда каждого отсчета постоянна и равна значению модулирующего сигнала в начальный момент отсчета. На рис. 3.1 представлен исходный модулирующий сигнал с(t), а также сигналы АИМ-1 и АИМ-2 в случае дискретизации двухуровневых сигналов.

Рис. 3.1. Формирование АИМ сигнала.

Сигналы АИМ-1 и АИМ-2 в общем случае имеют различную форму, а значит их частотные спектры G₁(f) и G₂(f), определяемые преобразованием Фурье:

где w = 2f,

также имеют разный вид. Однако, если длительность АИМ отсчетов _и много меньше периода дискретизации Т_д >> , т.е. скважность импульсной последовательности разница между сигналами АИМ-1 и АИМ-2 оказывается несущественной, а их частотные спектры практически совпадают: G₁(f) = G₂(f) = G(f). Это условие выполняется в ЦСП, так как длительность канальных импульсов _и выбирается из условия где N – число каналов.

Легко показать, что при 0 (идеальной дискретизации) [8,9] сигналы F_АИМ-1(t) = F_АИМ-2(t) = F_ид(t) и имеют вид а частотный спектр определяется следующим образом:

или

где G(f) спектр исходного сигнала ограниченный минимальной (F_МИН) и максимальной (F_МАКС) частотами.

Вид частотного спектра G(f) для АИМ сигнала при Т_д >> приведен на рис. 3.2.

Рис. 3.2. Спектральный состав АИМ сигнала.

Частотный спектр модулированной последовательности при АИМ содержит:

• постоянную составляющую G₀;

• составляющие с частотами исходного сигнала F_МИН F_МАКС;

• составляющие с частотой дискретизации F_д и ее гармоник к F_д;

• составляющие боковых полос (верхней и нижней) при частоте дискретизации F_д и ее гармоник к F_д (F_МИН F_МАКС).

При дискретизации двух полярных сигналов (телефонных, звукового вещания) в спектре АИМ сигнала практически отсутствуют постоянная составляющая и ее гармоники [9].

Из рис. 3.2 видно, что для восстановления исходного непрерывного сигнала из АИМ сигнала, на приеме достаточно поставить ФНЧ (или фильтр-интерполятор) с частотой среза, равной F_МАКС, который выделит исходный сигнал. Поскольку при организации телефонного канал F_МАКС = 3,4 кГц, то F_д должна выбираться из условия F_д 6,8 кГц. Реально, при построении ЦСП с ИКМ выбрана F_д = 8 кГц, что позволяет упрощать требования к ФНЧ приема. При F_д = 8 кГц полоса расфильтровки F_д оказывается достаточно большой, составляет

F_д = (F_д – F_МАКС) – F_МАКС = 1,2 кГц

и позволяет достаточно просто реализовывать канальные фильтры-интерполяторы. Кроме того, выбор F_д = 8 кГц обусловлен тем, что эта частота кратна 2, что позволяет существенно упростить оборудование ЦСП с ИКМ, передающих цифровые сигналы на основе двоичной системы счисления.

Анализ спектрального состава АИМ сигнала, приведенного на рис. 3.2, позволяет подтвердить правильность выводов теоремы отсчетов. Как видно из рис. 3.2, для того чтобы не возникло необратимых частотных искажений в спектр непрерывного сигнала не должны попадать частотные составляющие нижней боковой полосы частот при F_д, то есть:

F_д – F_МАКС F_МАКС

или F_д 2 F_МАКС или

Итак, при выполнении операции дискретизации во времени необходимо правильно выбрать частоту дискретизации, которая определяется параметром F_МАКС непрерывного сигнала: F_д 2 F_МАКС. При передаче телефонных сигналов частота дискретизации стандартизирована во всем мире и равна F_д = 8 кГц.

3.2. Квантование по уровню

Как видно из рис. 3.2, АИМ-сигнал является дискретным во времени, но непрерывным по уровню, так как амплитуда отсчетов может принимать бесконечное множество значений. Однако любая аппаратура обработки сообщений и систем передачи имеет конечную разрешающую способность. Это связано как с ошибками, возникающими при обработке сигналов, так и с наличием шумов и искажений в аппаратуре и каналах передачи.

В связи с этим нет необходимости передавать все бесконечное множество амплитудных значений непрерывных сигналов, его можно ограничить конечным множеством, содержащим определенное, заранее установленное для того или иного вида сигналов число “разрешенных” амплитудных значений. Эти “разрешенные” для передачи амплитудные значения сигнала называются уровнями квантования; выбор их количества определяет качество передачи сигналов [6].

При квантовании по уровню весь возможный динамический диапазон сигнала от U_МАКС до U_МИН разбивается на разрешенные уровни (если электрический сигнал передается в виде АИМ напряжения непрерывного сигнала: F(t) = U(t)). Разность между двумя соседними разрешенными для передачи уровнями называется шагом квантования . Если амплитуда отсчета сигнала U_АИМ(t) в пределах двух соседних разрешенных значений превышает половину шага квантования /2, ее значение увеличивается в большую сторону, если меньше половины шага квантования – в меньшую сторону. Таким образом получается сигнал квантованный по уровню – U_КВ(t).

Разность между истинным значением отсчета и его квантованным значением называется ошибкой, или шумом квантования, который определяется как _{Ш КВ}(t) = U_АИМ(t) – U_КВ(t), при этом

Произведя “нумерацию” уровней квантования можно передавать не сами уровни, а их значения по шкале уровней в двоичном коде. В этом случае на приеме восстановить квантованный по уровню сигнал достаточно просто:

U_КВ(t)_пр = l_i*,(3.1а)

где l_i= (0, l_МАКС) – номер разрешенного уровня в десятичной системе счисления;

– шаг квантования;

l_МАКС – максимально возможный уровень квантования, который определяется из условия:

U_КВ(t)_МАКС = l_МАКС*.(3.1б)

Указанные выше преобразования иллюстрируются рис. 3.3.

Рис. 3.3. Принципы квантования по уровню и формирования канального сигнала с ИКМ.

Выбор шага квантования и количество уровней квантования l_МАКС определяются, во-первых параметрами преобразуемого сигнала, в частности величиной U_МАКС, а во-вторых допустимой величиной помех, возникающих в канале, поскольку ошибки квантования при передаче, например, телефонного сигнала воспринимаются как специфический шум квантования, имеющий некоторую мощность Р_{Ш КВ}.

Энергетический спектр шумов квантования аналогичен энергетическому спектру “белого шума” и имеет равномерный характер в диапазоне частот: - < f < .

Плотность распределения вероятности W(x) шума квантования в пределах одного шага квантования в интервале от - /2 до /2, также имеет равномерный вид и показана на рис. 3.4.

Рис. 3.4. Плотность распределения вероятности шума квантования.

Средняя мощность случайного процесса с нулевым средним значением и одномерной плотностью распределения вероятности (каковым является шум квантования), определяется следующим образом [8]:

(3.2)

где U_Ki = l_i* – значение i-го уровня квантования;

х – случайная величина погрешности квантования;

– шаг квантования.

Так как погрешность квантования внутри каждого шага квантования имеет равномерный характер (рис. 3.3) можно для простоты принять U_Ki = 0 и получить (из 3.2) выражение:

(3.3)

Мощность шума квантования не должна превышать допустимую норму на помехи на выходе канала, предназначенного для передачи различных аналоговых сигналов. Поскольку системы передачи с ИКМ плезиохронной цифровой иерархии (PDH) разрабатывались для передачи телефонных сообщений, далее определим минимально необходимое число уровней квантования при организации телефонного канала в ЦПС с ИКМ.

Известно, что согласно требованиям МСЭ-Т [8,9] суммарная допустимая мощность помех Р_П на выходе канала тональной частоты (ТЧ) эталонной цепи в точке нулевого относительного уровня (ТНОУ) в час наибольшей нагрузки (ЧНН) не должна превышать величины Р_П 10000 пВт псоф. В канале ТЧ ЦСП с ИКМ величина помехи определяется только шумом квантования (при отсутствии ошибок при передаче двоичных символов по линейному тракту): Р_{Ш КВдоп} = Р_П = 10000 пВт псоф.

При этом эффективное значение мощности шума квантования будет равно:

где К_ПС = 0,75 псофометрический коэффициент, учитывающий чувствительность человеческого уха к различным частотным составляющим помех.

Наконец, учтем то обстоятельство, что мощность квантования на выходе ФНЧ распределена в полосе частот 0 f_МАКС, где [7]. Тогда Р_{Ш КВ} на 1 Гц полосы частот в общем виде имеет выражение:

(3.4)

Для оценки действия помех в каналах систем передачи пользуются параметром, который называется защищенностью и определяется следующим образом: или в относительных единицах, А_З = 10 lg R_М, дБм или А_З = 20 lg R_Н, дБм в логарифмических единицах, где Р_С, Р_П, U_С, U_П – мощности и напряжения сигнала и помехи соответственно.

Величина средней мощности телефонного сигнала при передаче по каналу ТЧ известна [8,10] и равна величине Р_{СР ТФ} = 32 мВт.

Отсюда допустимая защищенность от шумов квантования

Средняя мощность на единичном сопротивлении равна .

Телефонный (ТФ) сигнал имеет характеристику, называемую пик-фактором:

 

 

а U_МАКС зависит от шага квантования и их числа (3.1): U_МАКС = l_МАКС * * ,где множитель учитывает квантование по уровню двухполярного сигнала. Тогда

ТФ сигнал в канале ТЧ передается в полосе частот 0,3 3,4 кГц, ширина полосы частот f_ТЧ = 3,4 – 0,3 = 3,1 кГц, и мощность ТФ сигнала на 1 Гц полосы частот равна:

(3.5)

Поставим (3.4) и (3.5) в выражение для защищенности R_{Ш КВ м} и приравняем его допустимому значению R_{Ш КВ доп}

(3.6)

и определим l_МАКС при передаче ТФ сигнала в канале ЦСП с ИКМ, учитывая что q = (50 70), F_д = 8 кГц; f_ТЧ = 3,1 кГц, а R_{Ш КВ доп} = 1,8 * 10³:

l_МАКС = 1080 1510

Такое число уровней квантования оказывается чрезмерно большим, но его можно значительно снизить принудительно уменьшая пик-фактор ТФ сигнала на передаче и восстанавливая его на приеме. Так, если уменьшить пик-фактор на передаче до величины q = 4,75 количество уровней квантования также резко уменьшится и составит величину l_МАКС = 102.

На практике изменение и восстановление пик-фактора сигнала (или динамического диапазона) осуществляется при помощи системы компандирования: на передающей стороне на входе АЦП включается устройство, которое называется компрессором (сжимателем) динамического диапазона, а на приеме на выходе ЦАП включается экспандер (расширитель) динамического диапазона. То есть в обощенную структурную схему рис. 2.2 вводятся дополнительные блоки, как показано на рис. 3.5.

Рис. 3.5. Система компандирования в ЦСП с ИКМ.

Для того, чтобы избежать искажений при передаче сигналов компрессор и экспандер должны иметь взаимнообратные амплитудные характеристики, как показано на рис. 3.6.

Рис. 3.6. Использование компандерных устройств для сжатия динамического диапазона:

а – амплитудные характеристики компандера;

б – сигнал на выходе компрессора.

Здесь кривая 1 – амплитудная характеристика компрессора, кривая 2 – амплитудная характеристика экспандера, кривая 3 – результирующая амплитудная характеристика цепи компрессор-экспандер, которая должна быть линейной.

Как видно из рис. 3.6, значительно увеличивается амплитуда малых сигналов (отсчет 1) и мало меняется амплитуде больших сигналов (отсчет 2), то есть уменьшается как динамический диапазон сигнала , так и пик-фактор .

Итак, отметим что операция квантования по уровню позволяет преобразовать бесконечное множество отсчетных значений аналогового сигнала в конечное множество разрешенных уровней, перенумеровать эти уровни и передавать информацию об амплитуде отсчета в виде двоичной кодовой комбинации с ИКМ. Для уменьшения числа разрешенных уровней квантования применяется нелинейная операция сжатия динамического диапазона сигнала.

3.3. Кодирование

Операция кодирования заключается в преобразовании номера “разрешенного” уровня в кодовую комбинацию двоичной системы счисления, состоящую из m символов вида “0” и “1”, где величина m называется разрядностью кода. Существует большое число двоичных систем кодирования, однако в ЦСП с ИКМ нашли применение натуральный двоичный код и его модификация – симметричный двоичный код [11].

При использовании натурального кода любое положительное десятичное число l_i, не превышающее величины l_МАКС (l_i = 0, l_МАКС), может быть представлено в виде комбинации из m двоичных символов по следующему алгоритму:

m – разрядность кода.

Очевидно, что l_МАКС определяется суммой весовых составляющих вида 2 ^{m – j} при значении всех коэффициентов а_j = 1:

l_МАКС = 2 ^m – 1,

а суммарное число “разрешенных” уровней квантования l = l_МАКС + 1 = 2 ^m (учитывая, что кодируется и ноль).

Поскольку в при передаче телефонных сигналов в каналах ЦСП с ИКМ используется двухполярное кодирование (для устранения постоянной составляющей и гармонических частот вида kF_д, ), в указанных ЦСП используется симметричный двоичный код, в котором 1 или 0 в старшем разряде определяют полярность кодируемого сигнала с АИМ.

Проиллюстрируем процесс кодирования при помощи простейшего примера.

Пусть разрядность натурального двоичного кода m = 4. Тогда образующий полином примет вид:

при этом l_МАКС = 2⁴ – 1 = 15, ^l = 16, т.е. при помощи 4-х разрядной кодовой комбинации можно закодировать не более 16 “разрешенных” уровней с номерами от 0 до 15. Предположим, что номер “разрешенного” уровня l_i = 11, тогда двоичная комбинация в натуральном коде будет иметь вид:

При помощи симметричного двоичного кода первым символом кодовой комбинации кодируется знак отсчета:

l_i = +11 11011

l_i = -1101011

В современных ЦСП с ИКМ на передаче операции квантования по уровню и кодирование реализуются в одном устройстве, называемом кодером: на его вход подается сигнал с АИМ-2, на выходе формируется цифровой двоичный сигнал с ИКМ. На приеме осуществляется обратное преобразование при помощи декодера.

В общем случае двоичные коды по времени их появления разделяются на параллельные, если сигналы кодовой группы появляются одновременно, и последовательные, если сигналы кодовой группы появляются последовательно во времени, разряд за разрядом.

3.4. Амплитудные характеристики канала ЦСП с ИКМ

Амплитудные характеристики каналов, показывающие зависимость изменения U_ВЫХ от U_ВХ, или в нормированных единицах, а ЦСП с ИКМ бывают двух типов:

• с равномерной (линейной) шкалой квантования;

 

• с неравномерной (нелинейной) шкалой квантования.

 

Рис. 3.7. Линейное квантование по уровню:

а) амплитудная характеристика;

б) шумы квантования.

При линейном квантовании как показано на рис 3.7. шаг квантования в зоне квантования одинаков во всем рабочем динамическом диапазоне изменения входного сигнала от U_{ВХ МИН} до U_{ВХ МАКС}, а амплитуда шума квантования не превышает половины шага квантования: . При превышении U_ВХ некоторого U_{ВХ МАКС}, наступает режим ограничения: U_ВЫХ U_{ВЫХ МАКС}, так как U_{ВЫХ МАКС} = l_МАКС*, где l_МАКС = 2 ^m –1, определяется разрядностью кода m и, при использовании кодов конечной разрядности, любой входной сигнал U_ВХ> U_{ВХ МАКС} будет передаваться в канале в виде сигнала U_ВЫХ = U_{ВЫХ МАКС}; при этом возникают шумы ограничения, величина которых значительно превышает шумы квантования: Р_{Ш ОГР} > Р_{Ш КВ}.

Мощность шума квантования при равномерной шкале квантования является величиной постоянной: при динамическом диапазоне телефонного сигнала равном 40 дБ:

где

Норма на величину защищенности от шумов квантования, равная А_{З Ш КВ доп} = 10 lg R_{Ш КВ доп} = 33 35 дБ (см. формулу 3.6), должна выполняться для всего динамического диапазона ТФ сигнала.

То есть А_{З Ш КВ доп} оказывается большей, чем величина А_{З Ш КВ МИН} = Р_{МИН ТФ} – Р_{Ш КВ} = 35 дБ во всем динамическом диапазоне ТФ сигнала, как показано на рис. 3.8.

Рис. 3.8. Защищенность от шумов квантования при линейном квантовании.

Разрядность кодовой комбинации, при которой выполняется норма на А_{З Ш КВ доп} можно определить из выражения (3.6):

Пик-фактор Q речевого сигнала равен величине Q = 14 17 дБ, однако в каналах ЦСП с ИКМ передаются ТФ сигналы абонентской телефонной сети для наиболее удаленных абонентов Q = 30 35 дБ [8], как показано на рис. 3.8.

Если требуется обеспечить защищенность от шумов квантования во всем динамическом диапазоне сигнала не менее, чем А_{З Ш КВ доп} = 35 дБ, то потребуется m = 11 (из формулы 3.7), а с учетом двухполярного кодирования m = 12. При этом защищенность для сигналов с максимальной амплитудой () будет на 40 дБ превышать допустимое значение защищенности А_{З Ш КВ доп} = 35 дБ.

Большое число разрядов в коде (m = 12) при равномерном квантовании приводит к усложнению аппаратуры ЦСП с ИКМ и неоправданному увеличению частоты передачи кодовых импульсных комбинаций (тактовой частоты в канале).

Устранить указанный существенный недостаток можно, осуществляя неравномерное (нелинейное) квантование, которое используется в современных ЦСП.

Сущность неравномерного квантования заключается в следующем. Для малых по амплитуде ТФ сигналов шаг квантования выбирается минимальным и постепенно увеличивается, достигая максимальных значений для больших по амплитуде ТФ сигналов, как показано на рис. 3.9.

Рис. 3.9. Нелинейное квантование по уровню:

а) амплитудная характеристика;

б) шумы квантования.

При этом Р_{Ш КВ} возрастает с увеличение шага квантования для больших по мощности ТФ сигналов, однако их отношение стремится к постоянной величине. Таким образом происходит выравнивание А_{З Ш КВ} во всем динамическом диапазоне изменения уровней ТФ сигнала:

А_{З Ш КВ} = 10 lg R_{Ш КВ} А_{З Ш КВ доп} 35 дБ, как показано на рис 3.10.

Рис. 3.10. Защищенность от шумов квантования при нелинейном кодировании.

При нелинейном квантовании общее число уровней квантования уменьшается по сравнению с линейным в том же динамическом диапазоне сигнала (см. рис. 3.7 и 3.9). в результате удается снизить разрядность кодовой канальной комбинации до m = 8 (l = 2 ⁸ = 256). Во всех современных ЦСП с ИКМ (как PDH, так и SDH) канальные кодовые комбинации формируются при помощи нелинейного 8-ми разрядного кодирования.

Эффект неравномерного квантования может быть получен путем сжатия динамического диапазона сигнала с последующим равномерным квантованием и обратным преобразованием на приеме при помощи системы компандирования, по алгоритму приведенному в разделе 3.2 (рис. 3.5). Этот способ применялся в ЦСП с ИКМ первых выпусков (60 70-ые годы XX века).

В настоящее время нелинейное кодирование осуществляется путем принятия логарифмической амплитудной характеристики, когда передается не эффективное напряжение ТФ сигнала, а его логарифмическое значение, что эквивалентно сжатию динамического диапазона. Используются две логарифмические характеристики типа А и , которые удобно изображать и описывать в нормированном виде у = f (х), где

где А = 87,6 и = 255.

Процесс логарифмирования (сжатия (компрессии) динамического диапазона) и кодирования, а также обратная операция декодирования и расширения (экпандирования), реализуется в цифровом виде в нелинейных кодерах и декодерах (кодеки), алгоритмы работы которых и схемная реализация будут рассмотрены далее (раздел 5.1).

Характеристика компандирования типа А используется в ЦСП с ИКМ соответствующих европейской иерархии, а типа – в ЦСП с ИКМ, соответствующих совероамериканской иерархии

4. Принципы формирования канальных сигналов в разностных ЦСП

В ЦСП с ИКМ квантованию и кодированию подвергаются дискретные по времени отсчеты непрерывного сигнала, взятые из условий теоремы отсчетов (Котельникова). Однако такой метод передачи не является единственно возможным методом цифровой передачи непрерывных аналоговых сигналов. Существуют и другие методы формирования цифровых сигналов называемые разностными. К ним относятся дифференциальная импульсно-кодовая модуляция (ДИКМ), дельта-модуляция (ДМ) и их адаптивные модификации АДИКМ и АДМ.

4.1. Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция

Как известно, при передаче дискретизированных во времени непрерывных аналоговых сигналов с ограниченным спектром, отсчеты сигналов в соседних точках дискретизации с большой вероятностью мало отличаются друг от друга. Поэтому можно вместо кодирования и дальнейшей передачи отсчетов передавать по каналу связи кодированные значения разности соседних отсчетов, по которым на приемной стороне восстанавливаются значения отсчетов сигнала с АИМ-2. Такой метод и называется дифференциальная импульсно-кодовая модуляция (ДИКМ).

На рис. 4.1 приведены временные диаграммы формирования разностного сигнала с АИМ-1. Осуществляя квантование и кодирование разностей соседних отсчетов, получают цифровой канальный сигнал с ДИКМ.

Рис. 4.1. Принципы ДИКМ.

а) – отсчеты U_АИМ-2 непрерывного сигнала;

б) разностная амплитуда двух соседних отсчетов U_АИМ-1.

Как видно из рисунка, амплитуды разностей отсчетов меньше амплитуд самих отсчетов, поэтому при одинаковом шаге квантования число разрядов в кодовой канальной комбинации при ДИКМ меньше, чем при ИКМ. Уменьшение числа разрядов в кодовой группе при ДИКМ снижает скорость передачи цифрового канального сигнала.

Известно много вариантов технической реализации ДИКМ. Простейшая схема приведена на рис. 4.2 в виде кодера ДИКМ с декодером в цепи обратной связи.

Рис. 4.2. Структурная схема кодека ДИКМ:

а) – кодер; б) – декодер.

Структурная схема кодера включает в себя:

• ФНЧ, ограничивающий спектр частот входного непрерывного сигнала до F_МАКС;

• РУ, разностный усилитель, усиливающий разность двух сигналов поступающих на его входы: непрерывного сигнала и ступенчатого сигнала с АИМ-2 на выходе интегратора;

• АИМ-2, модулятор, осуществляющий дискретизацию разностного сигнала с частотой F_д;

• Кодер ИКМ, осуществляющий квантование и кодирование разностного сигнала;

• Декодер ИКМ, в котором кодовые комбинации преобразуются в дискретные отсчеты разностного сигнала с АИМ-2;

• Инт, интегратор, преобразующий разностные амплитудные отсчеты сигнала, поступающего на его вход, в ступенчатую функцию с АИМ-2;

• ФНЧ_ПР, выделяет из ступенчатой функции непрерывный сигнал с F_МАКС.

Если в качестве кодера ИКМ использовать кодер с нелинейной шкалой квантования, в которой шаг квантования изменяется в зависимости от величины разностного сигнала (по алгоритму описанному в разделе 3.4), число шагов квантования еще более уменьшается, а значит уменьшается и скорость передачи цифрового сигнала. Такая модификация получила название адаптивной ДИКМ (АДИКМ).

На практике АДИКМ используется для увеличения числа каналов на местной ТФ сети (в 2 раза по сравнению с обычными ЦСП с ИКМ), а также при передаче канальных сигналов цифрового телевидения (существенно уменьшается скорость передачи цифрового ТВ сигнала).

4.2. Дельта-модуляция

При рассмотрении принципов ИКМ и ДИКМ предполагалось, что период дискретизации выбран в соответствии с теоремой Котельникова: Т_д F_МАКС. Однако, если взять период дискретизации существенно меньшим: Т_д << F_МАКС, то различие между соседними отсчетами непрерывного аналогового сигнала уменьшится и не будет превышать минимального шага квантования , определенного для систем с ИКМ (раздел 3.2). в этом случае, за каждый период дискретизации при дельта-модуляции Т_{д ДМ}, достаточно передавать в цифровом виде информацию о приращении разности последующего i-го отсчета по отношению к предыдущему (i–1)-му: если U_{АИМ-2 i} (t) U_{АИМ-2 i-1} (t), то формируется импульсная посылка положительной полярности +1, а если U_{АИМ-2 i} (t) < U_{АИМ-2 i-1} (t), то отрицательной полярности –1, как показано на рис. 4.3, где U_{f т}(t) – импульсная последовательность с тактовой частотой при дельта-модуляции а U_ДМ(t) –цифровой дельта-сигнал.

Рис. 4.3. Временные диаграммы получения дельта-кода.

Таким образом, при выбранном шаге квантования , передается информация только о его знаке и для этого достаточно передавать один двоичный символ в каждый момент отсчета. Такой способ формирования канального сигнала называется классической дельта-модуляцией (ДМ).

Простейшая структурная схема модема дельта-модуляции и демодуляции приведена на рис 4.4.

Рис. 4.4. Структурная схема дельта-модулятора и демодулятора (модема).

Структурная схема модема включает в себя:

• ФНЧ, ограничивающий спектр частот входного сигнала;

• РУ, разностный усилитель, усиливающий разность двух поступающих на его входы сигналов: непрерывного аналогового сигнала U(t) и отсчетного значения U_{АИМ i}(t);

• ГТЧ, генератор тактовой частоты, управляющие импульсы с которого поступают на пороговое устройство ПУ с частотой f_т;

• ПУ, на выходе ПУ возникают импульсы положительной полярности, если U(t) – U_{АИМ i}(t) 0, и импульсы отрицательной полярности, если U(t) – U_{АИМ2 i}(t) < 0;

• Инт, идеальный интегратор, на выходе которого формируется ступенчатая во времени функция U_АИМ2(t) с интервалом Т_{д ДМ}, и амплитудой каждого отсчета, отличающегося от предыдущего на величину ±.

На приемной стороне в состав модема входят:

• ФУ, формирующее устройство, восстанавливающее искаженную форму импульсного сигнала;

• СС, систему синхронизации, выделяющую тактовую частоту f_Т из принимаемого цифрового сигнала с ДМ;

• Инт, идеальный интегратор, формирующий ступенчатую функцию;

• ФНЧ_ПР, преобразующий ступенчатую функцию в непрерывный аналоговый сигнал.

При использовании приведенной схемы дельта-модема возможна ситуация, когда ступенчатое напряжение U_АИМ2(t) с одинаковым шагом приращения , на участках резкого изменения крутизны непрерывного сигнала Т_ПЕР не “успевает следить” за изменением U(t). На этих участках возникают специфические, свойственные способу ДМ искажения передаваемых сигналов – перегрузка по крутизне, при этом

U_ПЕР = U(t) – U_АИМ2(t) > .

Для уменьшения шумов перегрузки при ДМ можно увеличивать шаг квантования, но при этом возрастает ошибка квантования, или же при том же шаге квантования увеличить тактовую частоту f_Т, что приведет к увеличению скорости передачи цифрового канального сигнала. Поэтому в рассмотренной классической схеме дельта-модулятора при одинаковых с ИКМ шумах квантования тактовая частота f_Т или скорость передачи импульсных посылок будет существенно больше. Если в канале ЦСП с ИКМ f_Т при передаче ТФ сигнала f_Т = F_д* m = 8 кГц * m = 64 кГц, то при ДМ она при тех же шумах квантования должна быть в 2 2,5 раза выше (примерно 150 кГц) [7]. По этой причине классическая ДМ практически не используется, а применяется ее модификации.

Тактовая частота в системах передачи с ДМ может быть существенно уменьшена, если для устранения перегрузки по крутизне менять шаг квантования в зависимости от скорости изменения амплитуды передаваемых непрерывных сигналов: если крутизна изменения аналогового сигнала увеличивается, шаг квантования также увеличивается, если крутизна уменьшается, шаг квантования – уменьшается. Такой способ получения цифрового дельта-сигнала называется адаптивной ДМ (АДМ), и является аналогом нелинейного кодирования, но только по крутизне, непрерывного сигнала.

Основными преимуществами АДМ по сравнению с ИКМ являются ее большая помехоустойчивость, вязанная с тем, что она менее чувствительная к ошибкам при передаче цифрового сигнала, чем ИКМ, а также простота и надежность выделения тактовой частоты [7, 12].

В настоящее время известно несколько десятков видов дельта-модуляции. Наиболее перспективными областями ее применения являются абонентские телефонные сети в сочетании с электронными системами коммутации и спутниковые системы связи [12].

5. Основы построения первичной многоканальной ЦСП с ИКМ

Эффективная передача по линиям связи канальных сигналов, образованных при помощи ИКМ, возможна только при использовании многоканальных ЦСП в которых по одной линии связи (проводной, радиорелейной, спутниковой) передается большое количество канальных сигналов. Число каналов в ЦСП, в зависимости от типа линий связи и потребности в каналах передачи на различных участках сети, стандартизируется. Основой построения ЦСП плезиохронной цифровой иерархии (PDH) с большим числом каналов, является, так называемая, первичная многоканальная ЦСП с ИКМ. В европейском стандарте иерархии PDH, который принят в России, такой ЦСП является системой типа ИКМ-30, при помощи которой можно организовать 30 каналов для передачи телефонных сигналов в аналоговой или цифровой форме с суммарной скоростью передачи группового сигнала 2048 кб/сек. Обобщенная структурная схема аппаратуры ЦСП с ИКМ с временным разделением каналов (ИКМ-ВД) приведена на рис. 5.1. Основой построения аппаратуры ИКМ-ВД являются схематические решения и алгоритмы обработки сигналов, реализованных еще в первых поколениях ЦСП с ИКМ, разработанных в 40–50-ые годы ХХ века.

Рис. 5.1. Структурная схема аппаратуры ИКМ-ВД

В состава оконечной станции аппаратуры ИКМ-ВД, предназначены для передачи аналоговых телефонных сигналов с(t), входит индивидуальное, групповое оборудование и оборудование линейного тракта. Узлы индивидуального оборудования всех N каналов однотипны.

Сигнал от абонента через коммутационные приборы АТС поступает на двухпроводный вход канала и далее через дифференциальную систему (ДС) в тракт передачи. Передающая часть индивидуального оборудования каждого канала содержит усилитель низкой частоты (УНЧ_ПЕР), фильтр нижних частот (ФНЧ_ПЕР) и амплитудно-импульсный модулятор (АИМ-1). В ФНЧ_ПЕР сигнал ограничивается по спектру (F_МАКС = 3.4 кГц), что необходимо перед дискретизацией сигнала. В модуляторе аналоговый сигнал дискретизируется по времени, в результате чего формируется канальный АИМ сигнал, представляющий собой последовательность канальных АИМ-1 отсчетов. Канальный АИМ-1 сигналы всех каналов объединяются в групповой телефонный АИМ сигнал (АИМ_ГР-1).

В групповом оборудовании тракта передачи перед кодированием групповой АИМ_ГР-1 сигнал преобразуется в групповой телефонный сигнал АИМ_ГР-2 (см. рис. 5.2). В кодирующем устройстве (Кодер) осуществляется последовательное нелинейное кодирование отсчетов группового телефонного АИМ_ГР-2 сигнала, в результате чего на выходе кодера формируется групповой цифровой телефонный сигнал с импульсно-кодовой модуляцией, представляющий собой последовательность восьмиразрядных кодовых комбинаций каналов. Как будет отмечено ниже, в цикле передачи системы помимо информационных символов, формируемых на выходе кодера, необходимо передавать ряд дополнительных сигналов, к которым, в частности, относятся: сигналы управления и взаимодействия (СУВ), передаваемые по телефонным каналам для управления приборами АТС (набор номера, вызов, ответ, отбой, разъединение и др.); сигналы цикловой (ЦС) и сверхцикловой (СЦС) синхронизации; сигналы передачи дискретной информации (ДИ) и др.

Суммарный групповой цифровой сигнал ИКМ_ГР формируется в устройстве временного объединения (УВО) путем объединения в цифровом виде восьмиразрядных кодовых комбинаций ТФ каналов, сигналов СУВ, циклового и сверхциклового синхросигналов.

Сигналы СУВ от АТС поступают на вход передающей части согласующего устройства (СУВ_ПЕР), где преобразуются в цифровую форму. Для их правильного декодирования и распределения по каналам, в СУВ_ПЕР формируется также и сигнал сверхцикловой синхронизации.

Для декодирования и распределения по каналам ТФ сигналов, в состав ИКМ_ГР сигнала при помощи передатчика циклового синхросигнала (Пер СС) вводится цикловой синхросигнал (ЦС).

В результате на выходе УВО формируется полный групповой цифровой поток, имеющий циклическую структуру, причем его основные параметры строго регламентированы.

Цифровой сигнал на выходе УВО представляет собой униполярный (однополярный) цифровой поток. Однако передача такого сигнала по линии связи затруднена, поэтому униполярный двоичный код в преобразователе кода передачи (ПК_ПЕР) преобразуется в двухполярный линейный сигнал ИКМ_ЛС, параметры которого, отвечающие определенным требованиям, будут описаны далее.

С помощью линейного трансформатора (ЛТр) обеспечивается согласование аппаратуры с линии и подключение блока дистанционного питания (ДП) линейных регенераторов. Дистанционное питание в приведенном примере осуществляется постоянным током по искусственным цепям (с использованием средних точек ЛТр) по системе “провод – провод”.

Работой всех основных узлов в тракте передачи оконечной станции управляет генераторное оборудование (ГО_ПЕР), формирующее все необходимые импульсные последовательности, следующие с различными частотами (например, с частотой дискретизации F_Д, трактовой частотой f_Т и т.д.). Управляющие импульсные последовательности формируются путем последовательного деления гармонической частоты f_ЗГ вырабатываемой высокостабильным задающим генератором (ЗГ).

В тракте приема искаженный цифровой линейный сигнал ИКМ_ЛС поступает в станционный регенератор (Р), в котором восстанавливаются основные параметры сигнала (амплитуда, длительность, период следования). На выходе ПК_ПР восстанавливается униполярный двоичный ИКМ_ГР сигнал, из которого с помощью приемника синхросигнала (ПрСС) выделяются сигналы цикловой сверхцикловой синхронизации, управляющие работой генераторного оборудования приема (ГО_ПР).

Из восстановленного ИКМ_ГР сигнала выделяется также тактовая частота f_Т, при помощи выделителя тактовой частоты (ВТЧ). Это обстоятельство является принципиальной особенностью всех ЦСП: ВТЧ выполняет функции ЗГ на приеме, тем самым обеспечивая полное равенство по времени и частоте управляющих импульсных последовательностей на передаче и приеме, вырабатываемых соответствующим генераторным оборудованием (ГО_ПЕР и ГО_ПР).

При помощи приемника СУВ выделяются соответствующие сигналы и распределяются по каналам.

Декодирующее устройство (Декодер) последовательно декодирует кодовые комбинации отдельных ТФ каналов содержащееся в ИКМ_ГР сигнале, в результате чего на выходе декодера формируется групповой АИМ-2 _ГР сигнал.

В индивидуальной части оборудования приема с помощью временных селекторов (ВС) из последовательности отсчетов группового сигнала АИМ-2_ГР выделяются АИМ-2_КОН отсчета соответствующего канала. С помощью ФНЧ_ПР выделяется огибающая последовательности канальных АИМ-2_КОН отсчетов, т.е. восстанавливается исходный аналоговый сигнал, который усиливается в УНЧ_ПР и через ДС поступает к абоненту.

Рис. 5.2. Временные диаграммы работы оконечной станции аппаратуры ИКМ-ВД.

На рис. 5.2. приведенный временные диаграммы, поясняющие алгоритм преобразования сигналов в тракте передачи оконечной станции аппаратуры ИКМ-ВД при условии безошибочной передачи линейного сигнала U_ИКМлс(t) и разрядности канальной кодовой комбинации m = u. В тракте приема происходит обратное преобразование сигнала, U_{АИМ-1кан}(t) на выходе ВС имеет место сигнала U_{АИМ-2кан}(t).

Как видно из рисунка, в ЦСП с ИКМ цифровой групповой сигнал ИКМ_ГР представляет собой непрерывную последовательность следующих друг за другом циклов Т_Ц = Т_Д.

Цикличность передачи заложена в самом принципе временного разделения каналов, поскольку за время равное периоду дискретизации необходимо “успеть” предать кодовые комбинации всех каналов в ЦСП с ИКМ, как телефонных, так и служебных.

В этой связи циклом передачи называется интервал времени Т_Ц, равный периоду дискретизации Т_Д, в течение которого передаются отдельные кодовые комбинации (или разряды) всех N телефонный каналов системы передачи и n_СЛ символов необходимых служебных каналов (синхронизации, СУВ и др.).

Для первичных ЦСП с ИКМ, в которых осуществляется аналого-цифровое преобразование телефонных сигналов длительность цикла равна: F_Д = 8 кГц.

Помимо длительности цикла Т_Ц строго регламентируется общее число импульсных канальных интервалов N и их распределение между различными информационными и служебными сигналами. Таким образом, каждая импульсная позиция цикла строго закреплена за сигналами определенного вида.

В первичной многоканальной ЦСП с ИКМ, например, типа ИКМ-30, цикл передачи разделяется на N число канальных интервалов, причем N = N_ТФ + N_СЛ, где N_ТФ – число информационных телефонных каналов, выделенных для передачи служебных каналов.

На рис. 5.3. изображен фрагмент группового сигнала ИКМ_ГР на интервале цикла передачи.

Рис. 5.3. Групповой сигнал ИКМ_ГР на интервале цикла передачи.

Время передачи цикла Т_Ц = Т_Д разбивается на канальные интервалы (КИ_i), где (по англо-американской системе индексации, при этом общее число каналов равно N). Очевидно, что длительность одного канального интервала равна . Каждый канальный интервал содержит m импульсных позиций, называемых тактовыми интервалами (Т_ТИ). При передаче телефонных сигналов m = 8, так как применяется восьмиразрядное нелинейное кодирование отсчетов аналогового ТФ сигнала. Длительность ТИ составляет величину . В каждом тактовом интервале может быть передан один двоичный символ (1 или 0), причем в стандартных системах передачи PDH передача импульсов осуществляется со скважностью Q = 2, то есть длительность импульса равна 0,5 Т_ТИ, так как .

Частота следования импульсов группового цифрового сигнала ИКМ_ГР называется тактовой частотой ЦСП с ИКМ-ВД (f_Т). Величина тактовой частоты однозначно связана с основными параметрами системы передачи F_Д, N₂ и m. Так как можно получить соответствующее соотношение: , учитывая, что окончательно получим:

(5.1)

Тактовая частота цифрового потока является важнейшей характеристикой любой ЦСП с ИКМ, определяющей сложность реализации блоков ЦСП, длину регенерационного участка, дальность передачи информации и т.д. и, в конечном счете, определяет технико-экономическую эффективность применения ЦСП с ИКМ на сетях связи. Численно тактовая частота совпадает со скоростью передачи (В) в ЦСП, определяемой, как количество двоичных символов переданных в единицу времени равной 1 сек.: В = N_{АИМ/1сек}* m * N, где N_{АИМ/1сек.} = 8000, при передаче ТФ сигналов (F_Д = 8000 Гц). Очевидно, что: чем выше тактовая частота и скорость передачи в ЦСП с ИКМ, тем система передачи сложнее и дороже.

В первичной многоканальной ЦСП с ИКМ европейской иерархии PDH, согласно которой в России разработана аппаратура типа ИКМ-30, стандартизированы следующие параметры:

• число телефонных каналов: N_ТФ = 30;

• число служебных каналов: N_СЛ = 2;

• общее число каналов: N = 32;

• разрядность кодовой комбинации: m = 8;

• частота дискретизации: F_Д = 8 кГц.

Эти параметры однозначно определяют тактовую частоту f_Т и скорость передачи В группового цифрового сигнала ИКМ_ГР (выражения 5.1 и 5.2): f_Д = 2048 кГц, В = 2048 кб/сек, при этом скорость передачи двоичных символов в одном канале N = 1называемом основным цифровым каналом (ОЦК), составляет величину: В_ОЦК = 64 кб/сек.

Отметим, что в первых ЦСП с ИКМ, разработанных в США в 40–50-ые годы ХХ века (см. главу 1), в основу первичной многоканальной системы передачи было положено 7-разрядное нелинейное кодирование (m = 7) и 24 телефонных канала, что позволяло довести технико-экономические показатели до приемлемых в процессе эксплуатации. Первичная 24-х канальная ЦСП с ИКМ и до настоящего времени является основой американской иерархии PDH, однако применяется 8-разрядное кодирование и скорость передачи группового цифрового потока составляет В = 1544 кб/сек. Европейский стандарт, принятый в конце 60-х годов позволил при прочих равных условиях увеличить количество каналов за счет развития элементной базы (поддерживающих технологий).

Далее в данной главе будут рассмотрены основные алгоритмы при обработке сигналов и их схемотехнические реализации в оконечной аппаратуре первичной ЦСП с ИКМ, в частности, нелинейное кодирование и декодирование, генераторное оборудование и системы синхронизации, оборудования цифрового линейного тракта.

5.1. Нелинейное кодирование и декодирование сигналов

В процессе кодирования амплитуда каждого квантованного по уровню отсчета АИМ-2 группового сигнала представляется в виде двоичной последовательности, содержащей m символов (m-разрядной кодовой комбинации). При декодировании происходит обратное преобразование сигналов.

В современных ЦСП с ИКМ плезиохронной цифровой иерархии (PDH) применяются нелинейные кодирующие и декодирующие устройства (нелинейные “Кодер” и “Декодер”, приведенные на рис. 5.1.), обеспечивающие кодирование и декодирование сигналов АИМ-2 с неравномерной шкалой квантования при восьмиразрядном коде (m = 8). Причем “Кодеры” и “Декодеры” могут быть как групповыми устройствами (как показано на рис. 5.1.), так и индивидуальными, то есть входящими в состав оборудования каждого канала. Последнее техническое решение реализовано в ЦСП последних пополнений и отражает уровень развития современной микросхемотехники и все возрастающую потребность сети связи в цифровых каналах с ИКМ.

Для кодирования с неравномерной шкалой квантования могут использоваться два основных способа (см. раздел 3.4):

1. аналоговое компандирование, характеризующееся компрессией (сжатием) динамического диапазона сигнала (К) перед линейным кодированием (ЛКод), и экспондированием (Э) (расширением) динамического диапазона сигнала после его линейного декодирования (ЛДек) как показано на рис. 3.5 и 5.1;
2. нелинейное кодирование, характеризующееся кодированием сигнала в нелинейных кодерах (КОДЕР), сочетающих функции аналого-цифрового преобразователя и компрессора и последующим декодированием в нелинейных декодерах (ДЕКОДЕР) (рис. 5.1).

Аналоговое компондирование применялось в ЦСП с ИКМ на первом этапе их внедрения на сети связи и было обусловлено недостаточным уровнем развития цифровой схемотехники. Во всех современных ЦСП технологии PDH используются алгоритмы цифрового нелинейного кодирования.

5.1.1. Принцип построения группового АИМ – тракта

При любом способе кодирования, как линейном, так и нелинейном на вход кодирующего устройства (совмещающего функции квантования по уровню и кодирования) должны подаваться отсчеты непрерывного сигнала в виде импульсов с АИМ-2. Постоянство амплитуды сигнала с АИМ-2 на интервале времени его существования обеспечивает условие правильного кодирования, т.е. формирование из U_{АИМ-2 гр} сигнала U_ИКМгр, как показано на рис. 5.2.

Процесс формирования сигнала U_{АИМ-2 гр} осуществляется в так называемом АИМ тракте аппаратуры ИКМ-ВД, основным элементом которого является групповой АИМ-2 модулятор или, другими словами, устройство выборки и хранения информации (УВХ).

Принцип преобразования сигналов АИМ-1 в АИМ-2 можно пояснить с помощью структурной схемы АИМ тракта, представленной на рис. 5.4. и временных диаграмм его работы на рис. 5.5.

Рис. 5.4. Структурная схема АИМ тракта.

Канальные сигналы АИМ-1_КАНi формируются в каждом канале при помощи электронных ключей Кл_i, , на которые подаются управляющие импульсные последовательности U_упрi, с частотой дискретизации , причем во времени каждая управляющая последовательность по отношению к предыдущей сдвинута во времени на интервал времени равный , как показано на рис. 5.5.

Рис. 5.5. Временные диаграммы в АИМ тракте.

Путем временного объединения канальных сигналов формируется групповой АИМ-1 сигнал (АИМ-1_ГР), который поступает на вход у_С1. Под воздействием управляющих импульсов U_УПР ключ Кл₂ замыкается одновременно с Кл₁ и подключает к выходу у_С1 накопительный конденсатор С, который за короткое время заряда ₃, заряжается до уровня, соответствующего амплитуде текущего АИМ-1_ГР отсчета (рис. 5.5. для АИМ-2_ГР на интервале ₃). Время заряда обеспечивается достаточно малым благодаря небольшому выходному сопротивлению у_С1, т.е. . После размыкания ключей Кл₁ и Кл₂ напряжение заряда конденсатора остается практически неизменным на интервале времени _АИМ-2, за счет большого входного сопротивления у_С2, что позволяет предотвратить разряд конденсатора: .

После замыкания Кл₃ под воздействием управляющих импульсов U_УПР конденсатор С за время принудительного разряда _Р быстро разряжается и оказывается подготовленным к поступлению очередного АИМ-1 отсчета. Таким образом, на выходе у_С2 формируется групповой АИМ-2_ГР сигнал с плоской вершиной отсчета на интервале времени , что обеспечивает надежную работу кодирующего устройства [9].

Как указывалось ранее, кодирующие устройства с нелинейной шкалой квантования в ЦСП с ИКМ могут быть реализованы в виде двух основных структур: аналоговое компандирование с последующим линейным кодированием и цифровое нелинейное кодирование.

5.1.2. Кодирующие и декодирующие устройства с аналоговым компандированием

При аналоговом компандировании (рис. 5.4.) на входе линейного кодера (ЛКод) и входе линейного декодера (ЛДек) включаются, соответственно, аналоговые компрессор (К) и экспандер (Э) схемы которых приведены на рис. 5.5., реализующие описанные в разделе 3.2. нелинейные преобразования аналогового сигнала (рис. 5.5). В качестве базового элемента R_НЕЛ для построения К и Э двухполярных сигналов может использоваться нелинейный двухполюсник, приведенный на рис. 5.6., с характеристикой указанной на рис. 5.7.

Рис 5.4. Принцип аналогового компандирования.

Рис. 5.5. Аналоговые компрессор (а) и экспандер (б).

Рис. 5.6. Нелинейный двухполюсник аналоговых компандеров.

Рис. 5.7. Зависимость R_НЕЛ от напряжения U_{АИМ-2 гр}.

Нелинейный двухполюсник реализован на базе двух встречно включенных диодов VD₁ и VD₂, сопротивлений R₁ и R₂, выравнивающих параметры схемы для положительных и отрицательных сигналов, и резистора R₃, при помощи которого можно подстраивать характеристику R_НЕЛ в области малых значений U. Как видно из приведенной характеристики R_НЕЛ и схемы аналогового компрессора, при увеличении напряжения на входе компрессора U _{Вх к} до максимального значения , его выходное значение нелинейно уменьшается до в соответствие с уменьшением коэффициента компрессии К _{пер к}:

при этом на выходе компрессора уменьшается (сжимается) динамический диапазон сигнала АИМ-2_ГР: .

Далее, групповой сигнал АИМ-2_ГР, со сжатым динамическим диапазоном, поступает на вход кодирующего устройства с линейной шкалой квантования (ЛКод). В процессе кодирования в ЦСП с ИКМ амплитуда U_i каждого квантованного по уровню АИМ-2_ГР отсчета представляется в виде 8-ми разрядной двоичной последовательности (m=8) в виде симметричного двоичного кода. В этом случае для определения структуры комбинации нужно в двоичном коде записать знак и амплитуду U_i группового АИМ-2_ГР отсчета выраженную в шагах квантования из соотношений (3.1) и (3.7) получим:

(5.3.)

состояние соответствующего разряда в условных шагах квантования. Функция линейного кодирующего устройства заключается в реализации алгоритма выражения (5.3).

По принципу действия линейные кодеры делятся на кодеры счетного типа, матричные, кодеры поразрядного взвешивания и др. [7, 9, 11]. В ЦСП с ИКМ плезиохронной иерархии нашли применение кодеры поразрядного взвешивания. Принцип работы таких кодеров заключается в уравновешивании амплитуды кодируемых АИМ-2_ГР отсчетов суммы эталонных токов I_j или напряжений U_j с эталонными значениями, определяемыми выражением (5.3).

(5.4)

– шаг квантования в электрических единицах (в данном случае в вольтах).

Кодирование в этом случае производится в течение m тактовых интервалов (разрядов) и заключается в последовательном поразрядном сравнении в устройстве сравнения, называемом компаратором, амплитуды кодируемого сигнала U_j и набора эталонных значений U_ЭТj по следующему алгоритму, реализующему выражение (5.4):

1. если значит соответствующее эталонное значение является составляющей амплитуды кодируемого отсчета и двоичный коэффициент а₁ = 1, если коэффициент а₁ = 0;
2. если

значит а₂ = 1

если то а₂ = 0 и т.д. до последнего m-го разряда:

3) если где то а_m = 1;

если коэффициент а_m = 0.

Еще раз отметим, что коэффициенты а_i, i = 1, m последовательно определяются на каждом тактовом интервале кодирования и остаются неизменными до завершения процесса кодирования одного АИМ-2_ГР отсчета. Результатом линейного кодирования является m – разрядная комбинация соответствующая амплитуде отсчета в двоичном параллельном коде, который, для передачи по каналам ЦСП с ИКМ, необходимо преобразовать в последовательный во времени код. Очевидно, что по окончании поразрядного взвешивания в состав амплитуды кодируемого АИМ-2_ГР отсчетов будут входить эталонные значения, сумма которых с точностью до эталона наименьшего веса будет равна амплитуде отсчета: U_m = a_m * . То есть значение эталона наименьшего веса и будет максимально возможной ошибкой квантования.

Такой результат кодирования противоречит требованию на величину напряжения шума квантования: , полученному в разделе 3.2. Для устранения этого недостатка во всех типах декодирующих устройств взвешивающего типа на приемном конце к амплитуде U_КВ(t)_прпринудительно добавляется дополнительный эталонный сигнал U_{ЭТ доп} равный . Легко убедиться (далее это будет показано на примере), что ошибка квантования в этом случае не будет превышать величины /2.

Упрощенная структурная схема линейного кодера (ЛКод) взвешивающего типа приведена на рис. 5.8. При помощи этой схемы кодируются однополярные отсчеты сигнала АИМ-2_ГР. Очевидно, что для кодирования двухполярных сигналов необходимо два набора эталонных напряжений – положительных и отрицательных.

В состав схемы входят:

• К – компаратор, в котором происходит потактовое сравнение напряжения U_{АИМ-2 гр} с набором эталонных напряжений по алгоритму, реализующему выражение (5.4) и приведенному ранее:

Рис. 5.8. Структурная схема линейного кодера (ЛКод) поразрядного взвешивания.

• ГЭН – генератор эталонных напряжений, вырабатывающий набор эталонов: U_{Э j} = 2 ^{m – j}, В.

• БКЭ – блок коммутации эталонов, в котором при помощи электронных ключей Кл_i, i = 1, m, происходит подключение или отключение соответствующих разрядных эталонов под воздействием управляющих импульсов тактовой частоты U_{УПР Т} по алгоритму

.

По окончании процесса кодирования одного отсчета АИМ-2_ГР на выходных отводах БКЭ формируется канальная кодовая комбинация группового сигнала ИКМ_ГР в параллельном коде.

• С – сумматор, в котором складываются подключенные эталонные напряжения и формируется сигнал АИМ-2_ГР квантованный по уровню.

• ПК – преобразователь кода, осуществляющий преобразование сигнала в параллельном коде в последовательную по времени кодовую комбинацию канального сигнала.

Кодовые канальные комбинации в составе группового ИКМ_ГР сигнала передаются по цифровому линейному тракту и в тракте приема противоположной оконечной станции подвергаются обратному преобразованию из ИКМ_ГР сигнала в АИМ-2_ГР при помощи линейных декодирующих устройств (ЛДек).

Структурная схема линейного декодера приведена на рис. 5.9.

Рис. 5.9. Структурная схема линейного декодера (ЛДек).

Функции узлов входящих в состав схемы линейного декодера полностью совпадают с их функциями в схеме кодера. Нетрудно заметить, что схема рис. 5.9 совпадает с частью схемы линейного кодера рис. 5.8, обозначенной штриховой линией. Поэтому линейные кодеры структуры называются также кодерами взвешенного типа с декодером в цепи обратной связи.

Поясним алгоритм работы кодирующих и декодирующих устройств с линейной шкалой квантования с помощью небольшого примера.

Пусть разрядность кода m = 5. Тогда максимальное напряжение квантованного сигнала равно , а набор эталонных напряжений однозначно определен:

U_ЭТ1 = 2 ^{m – 1*} = 16, В

U_ЭТ2 = 2 ^{m – 2*} = 8, В

U_ЭТ3 = 2 ^{m – 3*} = 4, В

U_ЭТ4 = 2 ^{m – 4*} = 2, В

U_ЭТ5 = 2 ^{m – 5*} = 1, В

Кодирование отсчета группового сигнала с амплитудой равной, например, , будет производиться за пять тактовых интервалов по алгоритму кодирования, при этом сравнение с набором эталонов происходит в компараторах, а цифровой ИКМ сигнал формируется на выходе БКЭ.

1-ый такт: = 21,9 U_ЭТ1 = 16 .

Выход К 1, Выход БКЭ₁ 1.

2-ой такт: = 21,9 < U_ЭТ1 + U_ЭТ2 = 16 + 18 .

Выход К 0, Выход БКЭ 0.

3-ий такт: = 21,9 U_ЭТ1 + U_ЭТ3 = 16 + 4 .

Выход К 1, Выход БКЭ 1.

4-ый такт: = 21,9 < U_ЭТ1 + U_ЭТ3 + U_ЭТ4 = 16 + 4 + 2.

Выход К 0, Выход БКЭ 0.

5-ый такт: = 21,9 U_ЭТ1 + U_ЭТ3 + U_ЭТ5 = 16 + 4 + 1.

Выход К 1, Выход БКЭ 0.

По окончании последнего такта формируется цифровой ИКМ сигнал с двоичной структурой 10101, соответствующей U_КВ = 16 + 4 + 1 = 21. Полученный в параллельном коде ИКМ сигнал преобразуется в последовательный во времени код, передается по цифровому линейному тракту и с тактовой частотой записывается в БКЭ декодирующего устройства. После того, как кодовая комбинация полностью разместится в БСЭ происходит ее считывание из БСЭ, то есть преобразование последовательного кода в параллельный. Логические единицы на выходе БСЭ замкнут соответствующие ключи и подключат набор эталонов на приеме, в точности совпадающим с набором на передаче при отсутствии ошибок в цифровом линейном тракте. Таким образом = U_КВ = 16 + 4 + 1 = 21. Возникающая при этом ошибка квантования _КВ = U_АИМ-2 – = 21,9 – 21 = 0,9 превышает половину шага квантования равного 0,5. Для того, чтобы ошибка квантования не превышала 0,5, сигнал корректируют, принудительно добавляя дополнительное корректирующее эталонное напряжение :

Ошибка квантования при этом не будет превышать половины шага квантования а в нашем примере равна:

Итак, аналоговое компандирование в сочетании с линейным кодированием и декодированием, в принципе позволяет решить задачи нелинейного кодирования, то есть получения амплитудных характеристик каналов с неравномерной шкалой квантования. Однако наличие аналоговых элементов (компрессора и экспандера) значительно ухудшает качественные характеристики каналов, так как требуется высочайшая идентичность аналоговых параметров, чего в реальных условиях эксплуатации достичь достаточно сложно. Поэтому в современных ЦСП с ИКМ плезиохронной цифровой иерархии нашли применение цифровые методы реализации нелинейных кодирующих и декодирующих устройств.

5.1.3. Цифровые кодирующие и декодирующие устройства

В современных ЦСП с ИКМ используются цифровые кодирующие и декодирующие устройства, называемые нелинейными кодеками (Кодек_ПЕР и Кодек_ПР на рис. 5.1). для удобства их реализации на основе цифровой микросхемотехники, целесообразно отказаться от непрерывной характеристики компрессии и заменить ее сегментированной характеристикой, представляющую собой кусочно-ломанную аппроксимацию плавной характеристики компрессии.

На рис. 5.10 приведена непрерывная логарифмическая характеристика компандирования типа А (при А = 87,6) для положительных сигналов (для области отрицательных значений сигнала она имеет аналогичный вид). Характеристика приведена в нормированных единицах, введенных на стр. 35 – 36.

На рис. 5.11 приведена сегментированная А-характеристика компрессии с тем же коэффициентом А = 87,6. В общем случае, число сегментов при аппароксимации может быть выбрано произвольно: чем больше сегментов, тем больше точность аппроксимации. Однако, учитывая двоичную форму обрабатываемых сигналов в системах с ИКМ, целесообразно выбрать число сегментов кратное двум. Требуемая точность аппроксимации, при таком подходе, достигается при общем количестве сегментов равном 8 (для однополярного сигнала).

Рис. 5.10. Логарифмическая характеристика компрессии типа А = 87,6

Рис. 5.11. Сегментированная характеристика компрессии типа А = 87,6.

В пределах каждого сегмента осуществляется линейное кодирование отсчетов аналогового сигнала, однако в каждом последующем сегменте шаг квантования увеличивается в 2 раза по сравнению с предыдущим (за исключением первых двух сегментов, в которых шаг квантования одинаков и равен – минимальному шагу квантования). В целом, приведенный алгоритм кодирования позволяет реализовать нелинейную амплитудную характеристику квантования вида, приведенного на рис. 3.9 и обеспечить одинаковость зависимости защищенности от шумов квантования при измерении величины кодируемого сигнала р_С от сегмента к сегменту (за исключением первых двух), как показано на рис. 5.12.

Рис. 5.12. Зависимость =f(р_С).

При этом минимальное допустимое значение шумов квантования = 35 дБм выполняется в пределах каждого сегмента (за исключением первого). После попадания сигнала в зону ограничения (р_С > 0) защищенность резко падает за счет перезагрузки кодера.

Формально общее число сегментов на полной характеристике (для отрицательных и положительных аналоговых отсчетов) составляет 16, однако четыре центральных сегмента (по два в положительной и отрицательной областях) фактически образуют один сегмент с одинаковым наклоном амплитудной характеристики и одинаковым шагом квантования равным , вследствие чего фактическое число сегментов равно 13. Поэтому такую характеристику называют характеристикой компрессии типа А = 87,6 / 13.

Каждый из сегментов характеристики (см. рис. 5.11) содержит 16 шагов квантования, то есть в пределах каждого сегмента происходит 4-разрядное линейное кодирование: m = 4, 2 ^m = 16. При этом общее число шагов квантования равно 256 (по 128 для каждой полярности сигнала), а нумерация сегментов N_С осуществляется либо по американской системе индексации, либо по европейской, как показано в таблице 5.1.

Таблица 5.1. Минимальный шаг квантования в пределах каждого сегмента.

В таблице 5.1. приведены величины корректирующих (дополнительных) сигналов в пределах каждого сегмента, при помощи которых ошибка квантования не превысит половины минимального шага квантования в пределах сегмента.

Рассмотрим процесс квантования и линейного кодирования отсчетов аналогового сигнала в пределах отдельно взятого сегмента, начиная с первого, в соответствие с алгоритмом, приведенным в разделе 5.1.2.

1-ый сегмент: U_ЭТ1 = 2 ^{m – 1} = 8

U_ЭТ2 = 2 ^{m – 2} = 4

U_ЭТ3 = 2 ^{m – 3} = 2

U_ЭТ4 = 2 ^{m – 4} =

Таким образом в пределах первого сегмента амплитуда квантованного по уровню АИМ-2 сигнала может принимать 16 различных значений от 0 до 15. Введем понятие основного эталона U_{ЭТ ОСН} в пределах одного сегмента. Очевидно, что в пределах первого сегмента = 0.

2-ой сегмент: U_ЭТ1 = 2 ^{m – 1} = 8

U_ЭТ2 = 2 ^{m – 2} = 4

U_ЭТ3 = 2 ^{m – 3} = 2

U_ЭТ4 = 2 ^{m – 4} =

Однако, в пределах второго сегмента амплитуда квантованного по уровню АИМ-2 сигнала может принимать те же 16 различных значений от 0 до 15, но начиная с величины равной 16. То есть, при кодировании во втором сегменте должен быть постоянно включен основной эталон = 16. В этом случае интервал квантования по уровню будет составлять величину: 16 + (0 15) = 16 31.

3 – 8-ой сегменты:

Далее, учитывая то обстоятельство, что во всех последующих сегментах шаг квантования, а значит и основной эталон удваиваются, можно получить величины основных и дополнительных эталонов в пределах каждого сегмента, приведенные в таблице 5.2.

Таблица 5.2.Таблица основных и дополнительных эталонов, шагов квантования.

Согласно приведенному алгоритму схемы и принцип действия нелинейного кодера в пределах одного сегмента квантования такой же, как и у линейного кодера. Принципиальное отличие заключается в последовательности включения эталонных источников в процессе кодирования исходного сигнала.

В общем случае, как видно из таблицы 5.2, для кодирования сигнала одной полярности необходимо сформировать 11 эталонных сигналов с номиналами: U_{ЭТ i} = 1, 2, 4, 8, 16, 32, 64, 128, 256, 512, 1024, где – шаг квантования.

При этом минимальная амплитуда квантованного сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией будет равна: = 1 (в пределах 1-го сегмента), а максимальная: = 1024 + 15 * 64 = 1984 (в пределах 8-го сегмента).

Для осуществления операции линейного кодирования в пределах сегмента, необходимо однозначно определить номер сегмента, в котором происходит кодирование величины амплитуды отсчета непрерывного сигнала и подключить в линейном кодере соответствующий набор основных и дополнительных эталонов.

Процедура определения номера сегмента при реализации характеристики А = 87,3/13 происходит в 3 такта и заключается в последовательном двоичном делении всего возможного набора сегментов равного 8, на две равные половины по следующему алгоритму:

1-ый такт

Амплитуда кодируемого отсчета может находиться либо в сегментах с 1 по 4 и это условие кодируется символом “0”, либо с 5 по 8 – кодируется символом “1”:

Далее процедура аналогично повторяется еще два раза.

2-ой такт

3-ий такт

Если начало границы сегмента кодирования выразить в соответствующих U_{ЭТ ОСН}, получим алгоритм выбора основных эталонов в пределах каждого сегмента при нелинейном кодировании, приведенный в таблице 5.3.

Таблица 5.3. Алгоритм выбора основных эталонов при нелинейном кодировании.

В таблице также приведено значение полной суммы всех дополнительных эталонов в пределах каждого сегмента U_С равное, как указывалось ранее, 15 минимальным шагам квантования в сегменте.

Таким образом, вся процедура нелинейного кодирования при характеристике А = 87,6/13, осуществляется за 8 тактовых интервалов первичной ЦСП с ИКМ (в результате чего формируется 8-ми разрядная кодовая канальная комбинация) и включает в себя 3 основных этапа:

1-ый этап – определение и кодирование полярности входного сигнала, осуществляется за один такт – 1-ый такт ;

2-ой этап – определение и кодирование номера сегмента, в котором заключена амплитуда кодируемого отсчета, осуществляется за три такта – 2, 3, 4 такты;

3-ий этап – определение и линейное кодирование номера уровня в зоне которого находится амплитуда кодируемого отсчета, осуществляется за четыре такта – 5, 6, 7, 8 такты.

Упрощенная структурная схема нелинейного кодера взвешивающего типа для двухполярного сигнала, реализующая приведенный выше алгоритм, приведена на рис. 5.13.

Рис. 5.13. Нелинейный кодер взвешивающего типа.

В состав схемы входят:

• К – компаратор, в котором происходит потактовое сравнение с набором эталонных напряжений по алгоритму нелинейного кодирования;

• ГЭН₁ и ГЭН₂ – генераторы эталонных напряжений, вырабатывающие 11 эталонов с номиналами от 1 до 1024 отрицательной и положительной полярности соответственно;

• БКЭ – блок коммутации эталонов, при помощи которого происходит подключение или отключение основных и дополнительных эталонов соответствующих сегменту, в котором происходит кодирование амплитуды ;

• БВС – блок выбора сегмента, при помощи которого определяется основной эталон в сегменте и набор дополнительных эталонов согласно таблицам 5.3 и 5.2;

• ЦР – цифровой регистр, при помощи которого происходит потактовая реализация процедуры нелинейного кодирования и формируется 8-ми разрядная канальная кодовая комбинация в параллельном коде;

• ПК – преобразователь кода, осуществляющий преобразование сигнала в параллельном коде в последовательный во времени код.

Кодовые канальные комбинации в составе группового ИКМ_ГР передаются по цифровому тракту и в приемной части противоположной оконечной станции преобразуются из ИКМ_ГР сигнала в сигнал АИМ-2_ГР при помощи нелинейного кодера взвешивающего типа.

Структурная схема нелинейного декодера приведена на рис. 5.14, при этом функции блоков входящих в его схему полностью совпадают с их функциями в схеме кодера.

Рис. 5.14. Нелинейный декодер взвешивающего типа.

Алгоритм работы нелинейных кодера и декодера поясним с помощью небольшого численного примера.

Пусть нелинейному кодированию по закону А = 87,6/13 подвергается отсчет = 333, В. Кодирование осуществляется, как указывалось ранее, в течение 8 тактовых интервалов или за 8 тактов:

1-ый такт: определение полярности

0;

Выход К 1; Выход 1ЦР 1 – по этому сигналу подключается положительный ГЭН₂.

2-ой такт: определение номера сегмента (по алгоритму таблицы 5.3)

128;

Выход К 1; Выход 2ЦР 1

3-ий такт: определение номера сегмента

< 512;

Выход К 0; Выход 3ЦР 0

4-ый такт: определение номера сегмента

256;

Выход К 1; Выход 4ЦР 1

По кодовой комбинации, сформированной на 2, 3, 4 отводах ЦП при помощи БВС подключаются основной и дополнительный эталоны ко входу БКЭ. В рассматриваемом примере на 2, 3, 4-ой позициях канальной кодовой комбинации (отводы 2, 3, 4)фиксируются следующие символы: 101, что соответствует шестому номеру сегмента. При этом (см таблицу 5.2): = 256; = 128; = 64; = 32; = 16.

Далее в пределах выбранного сегмента осуществляется линейное кодирование по алгоритму, реализующему выражение (5.4) (с учетом того, что постоянно включен основной эталон).

5-ый такт: сравнивается с суммой (+)

333 < 256 + 128 = 384

Выход К 0; Выход 5ЦР 0

отключается

6-ой такт: сравнивается с суммой (+)

333 256 + 64 = 320

Выход К 1; Выход 6ЦР 1

остается подключенным

7-ой такт: сравнивается с суммой (++)

333 < 256 + 64 + 32 = 352

Выход К 0; Выход 7ЦР 0

отключается

8-ой такт: сравнивается с суммой (++)

333 < 256 + 64 + 16 = 336

Выход К 0; Выход 8ЦР 0

отключается

В результате кодирования на отводах ЦР формируется 8-ми разрядная канальная кодовая комбинация вида 11010100 в параллельном коде, соответствующая квантовому сигналу U_КВ = 320. В преобразователе кода (ПК) полученная кодовая комбинация преобразуется в последовательный во времени код, передается по цифровому линейному тракту. В приемной части оконечного оборудования полученная двоичная информация канального сигнала записывается в ЦР декодера при помощи управляющих импульсов с тактовой частотой системы передачи . После заполнения ЦР одной отдельно принятой кодовой канальной комбинацией, происходит ее считывание при помощи импульсов считывания U_СЧИТ, имеющих частоту следования В соответствии со структурой цифрового двоичного канального сигнала при помощи БВС и БКЭ декодера происходит одновременное подключение основного U_{ЭТ ОСН} и дополнительных эталонов соответствующего сегмента с отрицательной (ГЭН₁) или положительной полярностью (ГЭН₂) и , таким образом формируется амплитуда квантованного сигнала на приеме . В рассматриваемом примере = 320 и в точности соответствует сигналу на передаче.

Однако, возникающая при этом ошибка квантования, превышает половину минимального шага квантования в данном сегменте:

_КВ = – = 333 – 320 = 13.

Напомним, что минимальный шаг квантования в 6-ом сегменте равен 16, что и означает сказанное выше:

Для того, чтобы ошибка квантования не превышала , декодированный сигнал корректируют, добавляя дополнительный корректирующий эталонный сиглан, равный: формируя амплитуду квантового корректирующего отсчета:

= 320 + 8 = 328.

Ошибка квантования при этом не будет превышать половины минимального шага квантования в сегменте кодирования: и для рассматриваемого примера составит:

= – = 333 – 328 = 5 < 8.

Приведенный выше алгоритм нелинейного кодирования и декодирования реализован во всех находящихся в эксплуатации в настоящее время телекоммуникационных системах PDH с ИКМ. Его применение, базирующееся на достижениях современной микросхемотехники, позволило создать высокоэффективные нелинейные кодеки (как групповые, так и индивидуальные), обладающие очень высокой степенью надежности, потребляющие минимум энергии и имеющие малые размеры.

5.2. Генераторное оборудование и системы синхронизации

Генераторное оборудование первичной системы передачи PDH с ИКМ вырабатывает определенный набор управляющих импульсных последовательностей, используемых для управления работой функциональных узлов аппаратуры и определяющий порядок и скорость обработки сигналов в трактах передачи и приема. Структура ГО зависит от принципов формирования стандартного группового ИКМ сигнала.

Правильное восстановление исходных сигналов на приеме в системах передачи PDH с ИКМ возможно только при синхронной и синфазной работе генераторного оборудования на передающей и приемной оконечных станциях (ГО_ПЕР и ГО_ПР, рис. 5.1). Другими словами, необходимо обеспечить полное равенство по частоте (синхронность) и по фазе (синфазность) управляющих импульсных последовательностей на передающей и приемной стороне. Учитывая принципы формирования группового цифрового сигнала с ИКМ, рассмотренные выше, для нормальной работы первичной многоканальной ЦСП с ИКМ должны быть обеспечены следующие виды синхронизации: тактовая, цикловая и сверхцикловая.

Тактовая синхронизация – обеспечивает равенство скоростей управляющих импульсных последовательностей при обработке цифровых сигналов на передаче и приеме в кодеках, преобразователях кодов, линейных и станционных регенераторах и других устройствах первичной ЦСП, осуществляющих обработку сигнала с тактовой частотой f_Т.

Цикловая синхронизация – обеспечивает правильное разделение и декодирование кодовых канальных комбинаций, входящих в состав группового цифрового сигнала, а также правильное распределение декодированных отсчетов АИМ-2 по соответствующим каналам в приемной части аппаратуры.

Сверхцикловая синхронизация – обеспечивает на приеме правильное декодирование и распределение СУВ по соответствующим телефонным каналам.

5.2.1. Генераторное оборудование

Генераторное оборудование первичной системы передачи PDH с ИКМ строится по принципу гармонической генерации, заключающемуся в том, что все необходимые для работы аппаратуры управляющие импульсные последовательности формируются при помощи деления, умножения и синтеза компонентов частоты первичного генератора. Таким образом в составе ГО достаточно иметь один высококачественный задающий генератор (ЗГ) с малой относительной нестабильностью , который формирует гармонический сигнал, обычно равный или кратный тактовой частоте первичного цифрового потока f_Т = 2048 кГц, а все остальные управляющие импульсные последовательности формируются путем деления тактовой частоты, как показано на рис. 5.15.

Рис. 5.15. Структурная схема ГО первичной ЦСП с ИКМ.

Помимо задающего генератора ЗГ в состав ГО входят также следующие блоки:

• ВТЧ – выделитель тактовой частоты, выполняет функции задающего генератора в ГО приемной станции, выделяя тактовую частоту f_Т из принимаемого группового цифрового сигнала и обеспечивая, тем самым, синхронный и синфазный режим работы передающего и приемного оборудования первичной ЦСП;

• ФТП – формирователь тактовой импульсной последовательности, вырабатывает из гармонического (синусоидального) сигнала с f_Т последовательность прямоугольных импульсов также имеющих частоту следования f_Т и скважность обычно равную двум: Q = 2;

• РР – распределитель разрядный, формирует из импульсной последовательности с f_Т m разнесенных во времени разрядных последовательностей (Р₁, Р₂, …, Р_m), число которых равно числу разрядов в канальной кодовой комбинации и для первичной ЦСП m = 8 при частоте следования импульсов в каждой разрядной последовательности f_Р = f_Т/m = 256 кГц. Указанные импульсные последовательности используются для правильного определения каждого разряда комбинации, при выполнении операций кодирования и декодирования, при формировании группового цифрового сигнала, когда необходимо выделить временные интервалы для передачи позиций синхросигнала, СУВ, служебных сигналов;

• РК – распределитель канальный, формирует из импульсной последовательности с f_Р n независимых канальных импульсных последовательностей КИ₀, КИ₁, …, КИ_n, где n – номер последнего канального интервала в цикле передачи первичной ЦСП, при общем числе канальных интервалов тогда частота следования КИ равна: эти импульсы используются для фиксации канальных интервалов в групповом цифровом ИКМ сигнале и их длительность должна равняться длительности канального интервала.

• РЦ – распределитель цикловый, служит для формирования из импульсной последовательности f_КИ S независимых цикловых импульсных последовательностей Ц₀, Ц₁, …, Ц_S, где S – номер последнего цикла в сверхцикле при общем количестве цикловых интервалов в сверхцикле первичной ЦСП равном S_Ц = 16, при этом частота следования одноименных цикловых импульсных последовательностей составляет

Распределители генераторного оборудования первичной ЦСП реализуются при помощи известных способов с использованием двоичных счетчиков и дешифраторов или на основе регистров сдвига с обратной связью [7, 13, 14].

Временные диаграммы, поясняющие формирование импульсных последовательностей на выходах РР, РК, РЦ приведены на рис. 5.16.

Рис. 5.16. Временные диаграммы формирования импульсных последовательностей на выходах ГО.

Для обеспечения одновременного (синхронного и синфазного) подключения соответствующих управляющих импульсных последовательностей (разрядной, канальной и цикловой) на передаче и приеме, приемные распределители подстраиваются под работу предающих распределителей при помощи сигналов “Установка по циклу” и “Установка по сверхциклу”, формируемых в системе цикловой синхронизации приемной станции. По сигналу “Установка по циклу” приемный разрядный распределитель начинает работать с первого разряда, а распределитель канальный с первого КИ (нулевого по индексу – КИ₀). По сигналу “Установка по сверхциклу” распределитель цикловый начинает работать с первого цикла (нулевого по индексу – Ц₀).

Функциональные блоки входящие в состав ГО реализуются известными способами [7, 9, 10, 11] с учетом особенностей построения первичной ЦСП с ИКМ.

К задающим генераторам систем передачи PDH не предъявляются такие высокие требования по стабильности частоты, формы выходного сигнала, как к ЗГ аналоговых систем передачи, поскольку в одной отдельно взятой ЦСП синхронный режим работы ГО передачи и приема автоматически обеспечивается работой системы тактовой синхронизации. Однако генераторное оборудование независимых цифровых систем передачи PDH, работающих в сети связи, не синхронизировано между собой, и это обстоятельство порождает целый ряд технических проблем, таких как объединение цифровых потоков, организация цифровых транзитов, проскальзывание цифровых сигналов и т.д. Способы решения этих проблем будут рассмотрены далее. Указанный выше недостаток ЦСП с ИКМ первого этапа их развития (получивших название плезиохронных ЦСП (PDH), т.е. “как бы” синхронных), послужил мощным стимулом к созданию ЦСП с ИКМ нового поколения, названных синхронными ЦСП (SDH).

Задающие генераторы систем передачи PDH в соответствие с рекомендациями МСЭ-Т должны обладать относительной нестабильностью не хуже 10 ^–5, поэтому в них может быть использована кварцевая стабилизация частоты без термостатирования по любой из известных схем [13].

Учитывая то обстоятельство, что ЗГ может работать как в режиме автогенерации на передаче, так и внешнего управления частотой от ВТЧ на приеме, в схему ЗГ вводится цепь фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) как показано на рис. 5.17.

Рис. 5.17. Функциональная схема ЗГ с фазовой автоподстройкой частоты.

В состав ФАПЧ входят:

• ФД – фазовый детектор, в котором сравнивается фаза тактовой частоты, генерируемая ЗГ с фазой тактовой частоты с выхода ВТЧ и вырабатывается электрический сигнал пропорциональный их разности U_РАЗН.

• ФНЧ – фильтр низкой частоты, выделяет разностный сигнал U_РАЗН на выходе ФД.

• УПТ – усилитель постоянного тока, формирующий ток управления I_УПР частотой , под воздействием I_УПР тактовая частота ЗГ подстраивается под величину тактовой частоты на выходе ВТЧ до тех пор, пока они не станут одинаковыми, при этом обеспечивается синхронный и синфазный режим работы передающей и приемной частей аппаратуры первичной ЦСП.

• ВТЧ обеспечивающий синхронный режим работы приемной части ГО является неотъемлемой частью системы тактовой синхронизации и поэтому методы выделения тактовой частоты будут рассмотрены в следующем разделе 5.2.2.

• ФТП обеспечивает формирование прямоугольных импульсов с частотой следования, равной тактовой частоте и скважностью равной двум Одна из возможных схем ФТП и временные диаграммы ее работы приведены на рис. 5.18.

Рис. 5.18. Формирование синхроимпульсов тактовой частоты из гармонического колебания тактовой частоты.

С выхода ЗГ напряжение тактовой частоты поступает на усилитель-ограничитель с двусторонним ограничением УО. Нижнее пороговое напряжение выбирается равным нулю, а верхнее минимально возможным. Это позволяет получить достаточно большую крутизну фронта импульса на выходе УО и уменьшить влияние колебаний амплитуды U_Т на временные позиции синхроимпульсов. Формирование синхроимпульсов осуществляется за счет использования линии задержки ЛЗ, обеспечивающей формирование синхропоследовательности СИ2, сдвинутой относительно СИ1 на интервал времени t_ЛЗ. На схеме совпадения СС формируются синхроимпульсы СИ длительностью t_СИ и периодом следования, равным периоду тактовой частоты. В ФТП генераторного оборудования t_СИ = Ò_И. Приведенная выше схема используется также при работе устройств тактовой синхронизации для формирования так называемых стробирующих импульсов, имеющих минимально возможную длительность, то есть t_СИ 0.

Рассмотренные способы построения узлов позволяют реализовать высоконадежное генераторное оборудование на основе современные достижений микросхемотехники.

5.2.2. Система тактовой синхронизации

Назначение системы тактовой синхронизации (СТС) является обеспечение синхронной работы ГО приемной и передающей частей ЦСП любого типа и, в частности, с ИКМ. Только в этом случае ГО приемной части будет вырабатывать управляющие импульсные последовательности полностью совпадающие по частоте и по времени с соответствующими последовательностями ГО передающей станции. Очевидно, что расхождение по частоте или во временном положении управляющих импульсных последовательностей на передаче и приеме приведет к нарушению самого принципа временного разделения каналов и, как следствие, к полному нарушению связи. Следовательно, основная задача СТС – исключить расхождение частот ГО передачи и приема или, по крайней мере, обеспечить минимально допустимую величину этого расхождения. Техническое решение указанной задачи в виде реализации независимых задающих генераторов (ЗГ) на передаче и приеме (даже с высочайшей стабильностью генерируемой тактовой частоты f_Т) невозможно по той простой причине, что вероятность равенства частот, генерируемых двумя независимыми генераторами, равна нулю.

Вывод, следующий из вышеприведенных рассуждений, заключается в том, что ГО приемной части ЦСП должно быть принудительно синхронизировано при помощи СТС, использующей внешний синхросигнал, передаваемый от ГО передающей части ЦСП.

В принципе, в качестве внешнего сигнала для СТС может быть использован специальный синхросигнал, передаваемый по выделенным каналам или трактам. Однако, такой метод значительно усложняет построение оборудования и линейного тракта ЦСП, уменьшает пропускную способность, надежность и эффективность функционирования сети связи. Поэтому на практике применяется метод построения тактовой синхронизации, основанный на выделении компонентов тактовой частоты из принимаемого группового цифрового сигнала с ИКМ.

Как было показано ранее, групповой сигнал с ИКМ () представляет собой непрерывную случайную последовательность униполярных прямоугольных импульсов с амплитудой А, со скважностью равной 2 и имеющей частоту следования импульсов равную тактовой частоте . Отрезок группового сигнала с ИКМ приведен на рис. 5.19а.

Рис. 5.19. Составляющие группового цифрового сигнала с ИКМ.

а) униполярный групповой сигнал с ИКМ;

б) регулярная составляющая;

в) случайная составляющая;

г) гармонический сигнал с f_Т.

этот сигнал может быть представлен в виде двух составляющих: 1) регулярного униполярного сигнала с амплитудой равной А/2 (U_Р на рис. 5.19б); 2) случайной двухполярной последовательности импульсов с амплитудами А/2 (U_СЛ на рис. 5.19в), сумма которых имеет форму рассматриваемого отрезка группового сигнала . Очевидно, что в регулярной последовательности прямоугольных импульсов U_Р следующих с периодом Т_Т и Q = 2, содержится компонента сигнала с тактовой частотой (U_Т на рис. 5.19г). Таким образом, для выделения тактовой частоты из группового цифрового сигнала достаточно подать его на вход узкополосного фильтра, настроенного на тактовую частоту (ФТЧ), как показано на рис 5.20.

Рис. 5.20. Структурная схема выделителя тактовой частоты (ВТЧ).

В состав выделителя тактовой частоты (ВТЧ) входят также усилители Ус₁ и Ус₂, предназначенные для развязывания тракта прохождения группового ИКМ сигнала на приеме и цепей, предназначенных для работы СТС (см. рис. 5.1) , а также для получения уровня сигнала тактовой частоты, необходимого для устойчивого функционирования СТС. Рассмотренный способ выделения тактовой частоты получил название метода пассивной фильтрации.

Достоинствами системы синхронизации с пассивной фильтрацией является простота реализации и, как следствие, высокие экономические показатели системы передачи.

К недостаткам относятся следующие факторы:

1. пропадание тактовой частоты при перерывах связи;
2. возможное пропадание тактовой частоты при появлении в принимаемом групповом цифровом сигнале длинной последовательности нулевых символов (нулей);
3. зависимость стабильности выделения периода тактовой частоты от длины серии нулей (характера кодовых комбинаций), порождающие фазовые дрожания стробирующих импульсов в регенераторах (джиттер);
4. влияние стабильности параметров ФТЧ на процесс выделения тактовой частоты.

В процессе развития ЦСП с ИКМ разработаны методы позволяющие значительно уменьшить или вообще устранить указанные недостатки.

Наиболее эффективным способом устранения практически всех недостатков метода пассивной фильтрации, является построение СТС на основе метода активной фильтрации, при котором сигнал с выхода ВТЧ поступает в устройство автоподстройки частоты независимого тактового генератора, как это было показано в разделе 5.2.1 (рис. 5.17). В этом случае, при перерывах связи (пропадании группового ИКМ сигнала на приеме) генератор тактовой частоты фиксирует состояние генерируемого колебания на момент пропадания внешнего сигнала, и система тактовой синхронизации остается работоспособной.

Нарушение работы СТС возможно и при безаварийном режиме работы первичной ЦСП с ИКМ в том случае, если в групповом цифровом сигнале появляется длинная последовательность нулей. Очевидно, что из нулевого сигнала невозможно выделить никакую информацию, в том числе и информацию о тактовой частоте. Такая ситуация могла бы иметь место в системах с ИКМ, если не принимать специальных мер. Действительно, если отсутствует передача информации по каналам первичной ЦСП PDH (например, глубокой ночью, когда все возможные абоненты спят), то согласно рассмотренному ранее алгоритму формирования группового ИКМ сигнала, последний представлял бы собой на периоде дискретизации сумму состоящую из 31 “пустых” 2-х разрядных канальных интервалов плюс один регулярно передаваемый сигнал цикловой синхронизации. Естественно, что в этом случае система тактовой синхронизации окажется неработоспособной и полностью нарушится связь в первичной ЦСП. Для устранения длинной последовательности нулей рассматриваемого вида на практике используется простой, но очень эффективный способ, заключающийся в том, что каждый второй двоичный символ группового цифрового сигнала принудительно инвертируется, то есть вместо “0” передается “1” и наоборот, вместо “1” передается “0”. Тогда вместо длинной последовательности нулей вида …0000000000… будет передаваться цифровой сигнал структуры …0101010101…, в котором содержится компонента тактовой частоты. Для реализации этого способа в состав “Кодера” введено устройство, которое можно назвать преобразователем кода кодера (ПК_КОД), и которое инвертирует каждый второй символ полученного на выходе кодера группового ИКМ сигнала. В “Декодере” на приемной стороне происходит обратное преобразование, полностью восстанавливающее исходную структуру группового ИКМ сигнала при помощи преобразователя кода декодера (ПК_ДЕК). Приведенный способ устранения длинной последовательности нулей вполне достаточен для обеспечения надежной работы первичной ЦСП при организации первичного цифрового потока со скоростью передачи 2048 кб/с. Однако, этого способа (способа “черезсимвольной инверсии”) оказывается недостаточным, чтобы устранить длинные последовательности нулей при формировании цифровых потоков более высоких порядков. В этом случае “длинные нули” устраняются при помощи операции скремблирования и путем применения специальных неалфавитных кодов, называемых “кодами с высокой плотностью единиц” или, в английской аббревиатуре – HDB, (High Digital Binary). Сущность и алгоритм данных способов будут рассмотрены в следующей главе.

Важнейшим параметром, характеризующим качество работы системы тактовой синхронизации, является флуктуация временных моментов стробирующих импульсов или другими словами джиттер. Явление возникновения джиттера поясняет рис. 5.21.

Рис. 5.21. Возникновение флуктуации временных моментов стробирующих импульсов (джиттера):

а) случайная двоичная последовательность группового ИКМ сигнала ();

б) квазигармонический сигнал (U_{К ГАР}) на выходе ВТЧ;

в) стробирующие импульсы (U_СТР) на выходе ФСИ.

Главной и принципиальной причиной возникновения ждиттера является случайный характер следования двоичных символов группового ИКМ сигнала, фрагмент которого показан на рис. 5.21а. Вследствие этого амплитуда компоненты тактовой частоты, входящей в состав группового сигнала и выделяемая при помощи ВТЧ, зависит от его структуры и является величиной изменяющейся во времени, как показано на рис. 5.21б. Такой сигнал и называется квазигармоническим. Из полученного квазигармонического сигнала при помощи ФСИ вырабатывается управляющая последовательность узких импульсов с тактовой частотой. Называемых стробирующими импульсами, рис. 5.21в. В состав ФСИ любой конфигурации входит схема сравнения, в которой при превышении амплитудой U_{К ГАР} некоторого фиксированного порогового напряжения (см. рис. 5.18) формируется стробирующий импульс. Поскольку амплитуда квазигармонического сигнала изменяется во времени, изменяется также и момент “принятия решения” о формировании стробирующего импульса, и они получают временной сдвиг относительно их необходимого положения, который изменяется (флуктуируется) во времени от Т₁ = Т_МИН до Т₂ = Т_МАКС. Рассмотренный тип джиттера возникает в оконечных и линейных регенераторах ЦСП с ИКМ и приводит к ухудшению всех основных качественных показателей цифровых каналов и трактов. Вследствие этого величина джиттера строго регламентируется и контролируется в процессе эксплуатации. Явление джиттера возникает также и по другим причинам, в частности, при асинхронном объединении цифровых потоков и будет рассмотрено далее.

Наконец, на качество работы системы тактовой синхронизации оказывают влияние параметры фильтра выделителя тактовой частоты (ФТЧ), основным элементом которого является параллельный резонансный LC-контур, настроенный на тактовую частоту: . К величине добротности контура предъявляются два противоречивых требования. С одной стороны должна быть обеспечена достаточно высокая добротность контура, что позволяет уменьшить колебания амплитуды квазигармонического сигнала на выходе ВТЧ и, как следствие, уменьшает джиттер тактовых стробирующих импульсов. С другой стороны увеличение добротности Q контура приводит к увеличению избирательности, что ужесточает требования к стабильности ЗГ тактовой частоты, так как на выходе высокодобротного LC-контура, настроенного на номинальное значение тактовой частоты, квазигармонического сигнала вообще не будет, даже при небольшом отклонении частоты ЗГ от номинала. То есть система тактовой синхронизации перестанет работать. Очевидно, что существует некоторое оптимальное значение величины добротности Q, удовлетворяющее двум указанным выше требованиям. Однако, изменение параметров ФТЧ (температурных, временных и т.д.) приводит к нарушению условий оптимума и ухудшает качество работы системы тактовой синхронизации. Для устранения этого недостатка в ЦСП с ИКМ применяют высокостабильные фильтры, в частности, кварцевые, имеющие весьма высокую добротность и хорошую временную стабильность параметров.

5.2.3. Система цикловой синхронизации

Назначение системы цикловой синхронизации (СЦС) является обеспечение правильного декодирования кодовых канальных комбинаций и распределение группового АИМ сигнала по соответствующим приемникам каналов.

Для обеспечения этого вида синхронизации на передающей станции в начале каждого цикла первичной ЦСП с ИКМ в состав группового ИКМ () сигнала вводится специальный цикловый синхросигнал (ЦСС), который представляет собой 7-разрядную группу импульсов со структурой вида 0011011 и передающейся на позициях разрядов со 2-го по 8-ой (Р2 – Р8) первого канального интервала (КИ0) (КИ0 на рис. 5.3). выбор 7-ми разрядов для формирования ЦСС обусловлен 7-ми разрядным , применяемом в первых ЦСП с ИКМ типа Т1. Первый разряд (Р1) данного канального интервала не используется для формирования ЦСС, и на практике используется для передачи символов дискретной информации (ДИ) со скоростью передачи 8 кБит/с.

На приемной стороне находится приемник ЦСС, который выделяет цикловый синхросигнал из принимаемого группового ИКМ сигнала () и обеспечивает синхронную работу разрядных и канальных распределителей ГО передающей и приемной станции. Основными признаками, отличающими цикловый синхросигнал от кодовых комбинаций канальных сигналов являются: 1) постоянство его структуры; 2) периодичность повторения (то есть повторяемость появления на одних и тех позициях в каждом цикле). Эти свойства используются при выделении цифрового синхросигнала на приемной станции, так как групповой ИКМ сигнал в силу случайного характера абонентских телефонных сигналов свойствами постоянства структуры и периодичности повторения не обладает.

Структура кодовой комбинации циклового синхросигнала выбирается такой, чтобы вероятность ее появления при передаче информационных символов была наименьшей, а вероятность появления нулей и единиц была примерно одинаковой. Этим условиям и отвечает ЦСС вида 0011011, используемый при построении системы цикловой синхронизации в первичной ЦСП с ИКМ типа ИКМ-30.

Цикловый синхросигнал указанной структуры формируется в передатчике синхросигнала (Пер СС, рис. 5.1), одна из возможных схем которого приведена на рис. 5.22.

Рис. 5.22. Формирователь циклового синхросигнала.

Формирователь циклового синхросигнала состоит из семиразрядного регистра сдвига (РС), на вход которого подается последовательность прямоугольных импульсов, следующих с частотой передачи ЦСС (F_ЦСС). Эти импульсы с тактовой частотой f_Т “переписываются” по ячейкам РС. На тех отводах РС, на которых необходимо сформировать нулевые символы ЦСС, включены инверторы [1]. Полученная структура ЦСС через сумматор [1] вводится в канальный интервал КИ0 в разряды Р2 – Р8 в начале каждого второго цикла первичной ЦСП с ИКМ. Таким образом частота передачи цикловой синхронизации равна F_ЦСС = 4 кГц. Для надежной работы Пер СС его выход блокируется на время передачи всех остальных канальных интервалов с КИ1 по КИ31.

На приемной станции находится приемник циклового синхросигнала (Пр СС, рис. 5.1), обеспечивающий установку синхронизма после включения аппаратуры в работу, контроль за состоянием синхронизма в рабочем режиме, обнаружение сбоя синхронизма и его восстановление. Обобщенная функциональная схема построения приемника циклового синхросигнала приведена на рис. 5.23.

Рис. 5.23. Схема приемника циклового синхросигнала.

В состав Пр СС входят следующие основные функциональные узлы: опознаватель, анализатор и решающее устройство.

Временные диаграммы, поясняющие процессы взаимодействия вышеперечисленных узлов Пр СС, показаны на рис. 5.24. на рис. 5.24 приведен пример вхождения аппаратуры в синхронизм после ее включения при отсутствии воздействия помех и искажений на принимаемый групповой ИКМ сигнал (рис. 5.24а, точка рис. 5.23) Напомним, что в начале каждого второго цикла передачи Т_Ц в состав первичного группового цифрового сигнала вводится цикловый синхросигнал (ЦСС) на позициях первого канального интервала (КИ0) в цикле, имеющих структуру 0011011. На рис. 5.24, с целью достижения компактности и наглядности в изображении временных процессов при вхождении системы в синхронизм, ЦСС приведен в виде структуры 11010, передающейся в каждом цикле группового сигнала (рис. 5.24а). алгоритм же взаимодействия основных функциональных узлов Пр СС остается неизменным при любой структуре ЦСС и частоте его следования.

Опознаватель синхросигнала выделяет из группового ИКМ сигнала кодовые комбинации, совпадающие по структуре с ЦСС. В этом случае (при совпадении) на его выходе появляется последовательность импульсов (U_{Ц ГР}) с длительностью и периодом следования равным Т_Ц = Т_Д, как показано на рис. 5.24б (точка рис. 5.23).

Рис. 5.25 Структурная схема неадаптивного синхросигнала.

Анализатор определяет соответствие момента времени прихода импульсов с цикловой частотой U_{Ц ГР}, выделенных из группового ИКМ сигнала, с временным положением импульсной последовательности с такой же частотой (U_{Ц ГО}), но сформированной в ГОпр путем соответствующего деления величины тактовой частоты, получаемой на выходе ВТЧ (рис. 5.24в, точка рис. 5.23). Поскольку импульсные последовательности U_{Ц ГР} и U_{Ц ГО} выделяются из одного итого же группового ИКМ сигнала, частота их следования абсолютно одинакова, но моменты появления символов (фазовые соотношения) в общем случае при вхождении Пр СС в синхронизм не совпадают. Этот период времени можно назвать зоной несовпадения Т_НЕСОВП, как показано на рис. 5.24.

Решающее устройство определяет количество сигналов несовпадений U_НЕСОВП, показанных на рис. 5.24г, точка и, при достижении некоторого предельного значения формирует сигнал подстройки фазы цикловой частоты U_ПОДСТР (рис. 5.24д, точка рис. 5.23), вырабатываемой ГОпр. Предельное число фиксируемых несовпадений в Пр СС обычно составляет величину 4 – 6 (в рассматриваемом примере 4).

При наличии сигнала U_ПОДСТР на выходе решающего устройства первый же импульс цикловой частоты, выделенной из группового сигнала U_{Ц ГР}, установит другую “Фазу” импульсов цикловой частоты, вырабатываемую ГОпр U_{Ц ГР}, таким образом, чтобы обе импульсные последовательности U_{Ц ГР} и U_{Ц ГО} совпадали. Это показано на рис. 5.24 д-б-в.

Решающее устройство определяет количество импульсных сигналов совпадений U_СОВП, показанных на рис. 5.24е, точка рис. 5.23. в случае когда их число достигнет определенной величины (обычно 2-3, а в приведенном примере – 3), в решающем устройстве вырабатывается сигнал блокировки подстройки фазы цикловой частоты U_БЛОК, показанный на рис. 5.24ж, точка рис. 5.23, и фиксируется состояние режима синхронизации ГОпер и ГОпр.

Интервал времени между предыдущим фиксированным состоянием ГОпр в отсутствие синхронизма и состоянием ГОпр в режиме синхронизма называется временем вхождения в синхронизм – Т_{ВХ СИНХР}, рис. 5.24ж. Одна из возможных структурных схем приемника циклового синхросигнала, реализующая рассмотренный выше неадаптивный алгоритм работы ПрСС, показана на рис. 5.25.

Рис. 5.25. Структурная схема неадаптивного приемника циклового синхросигнала.

В состав схемы входят все функциональные узлы: опознаватель, анализатор, решающее устройство, ВТЧ с ФТИ ГОпр, приведенные на рис. 5.23. и реализованные на базе цифровых логических элементов: РС – регистра сдвига, – инверторов, И – схем совпадений, НЕТ – схема

отрицания равнозначностей, Н₁ и Н₂ – показателей импульсов по выходу и входу в состояние синхронизма соответственно. Легко убедиться, что данная схема ПрСС устанавливает состояние синхронизма при любых режимах работы: вхождения или восстановления синхронизма.

Режим вхождения в синхронизм имеет место при первоначальном включении аппаратуры в работу. Режим восстановления синхронизма при нарушениях в периодичности импульсной последовательности цикловой частоты, выделяемой из группового ИКМ сигнала, под воздействием помех и искажений в цифровом линейном тракте, а также при совпадении структуры канальных кодовых комбинаций со структурой ЦСС (“ложное” ЦСС).

Время вхождения в синхронизм или восстановления синхронизма является одним из основных параметров ЦСП с ИКМ. Допустимое время восстановления синхронизма определяется свойствами передаваемой информации. При использовании первичной ЦСП с ИКМ для организации соединительных линий между АТС время восстановления ограничивается несколькими миллисекундами. При передаче телефонной информации абонент практически не заметит перерыва связи в несколько десятков миллисекунд, однако при сбое цикловой синхронизации нарушается работа каналов передачи СУВ, что может привести к разъединению абонентов. Допустимое время пропадания каналов передачи СУВ, которое не отражается на работе приборов АТС и определяет допустимое время восстановления синхронизма, обычно составляет около 2 мс. Для ЦСП с ИКМ с цифровыми потоками высоких порядков, принцип построения которых будет рассмотрен далее в главе, время восстановления синхронизма гораздо более ограничено.

Для уменьшения времени вхождения в синхронизм в ЦСП с ИКМ нашли применение адаптивные приемники цифрового синхросигнала.

Недостатком неадаптивных ПрСС является то, что поиск состояния синхронизма начинается только после накопления нескольких импульсных сигналов (в приведенном примере 4), “отмечающих” состояние несинхронной работы ГОпер и ГОпр (рис. 5.24г).

Время восстановления в адаптивных приемниках можно существенно уменьшить если “накопление” сигналов несовпадения U_{Ц ГР} и U_{Ц ГО} и поиск состояния синхронизма осуществляется параллельно, т.е. одновременно. В этом случае по первому же сигналу нарушения синхронизма начинается поиск синхросигнала, в то время как генераторное оборудование продолжает сохранять предыдущие состояния до тех пор, пока не будет зафиксировано новое состояние синхронизма.

В современных цифровых системах передачи PDH используется адаптивный способ построения приемников в составе системы цикловой синхронизации, обеспечивающий требуемые качественные показатели ЦСП с ИКМ, в частности, время вхождения в синхронизм и время восстановления синхронизма.

5.2.4. Система сверхцикловой синхронизации

Сверхцикловая синхронизация обеспечивает правильное распределение сигналов СУВ по соответствующим каналам. Работа системы сверхцикловой синхронизации (ССЦС), как и работа системы цикловой синхронизации (СЦС), основана на передаче в групповом ИКМ сигнале сверхцикловой синхрогруппы. Для этого используется один из циклов передачи – С₀. Работа приемника сверхциклового синхросигнала практически ничем не отличается от работы приемника циклового синхросигнала, только установка сверхцикловой синхронизации начинается после установки цикловой. Если произошло нарушение только сверхцикловой синхронизации, то ее поиск начинается после пропадания двух сверхцикловых синхрогрупп подряд.

6. Оборудование цифрового линейного тракта с электрическим интерфейсом

В оконечном оборудовании цифровых систем передачи (ЦСП) все виды первичных сигналов преобразуются в двоичный (бинарный) сигнал, состоящий из последовательности видеоимпульсов и пауз, отображающих единицы и нули цифровой информации. Совокупность устройств, обеспечивающих передачу цифрового сигнала на противоположную оконечную станцию системы передачи, его прием и необходимую достоверность, называется цифровым линейным трактом (ЦЛТ). Двоичный электрический сигнал при передаче по ЦЛТ подвергается искажениям и воздействию различного рода помех, так же, как и групповой сигнал, передаваемый по линейному тракту аналоговых систем передачи. Характер этих воздействий на цифровой электрический сигнал, качественные и количественные методы их оценки и способы борьбы с ними имеют специфические особенности, которые и рассматриваются далее.

6.1. Источники искажений и помех в цифровом линейном тракте

6.1.1. Структура цифрового линейного тракта

Наиболее важной особенностью цифрового способа передачи сигналов является возможность восстановления формы искаженной импульсной последовательности при прохождении через направляющую среду, например, кабельную линию связи. Импульсная последовательность восстанавливается с помощью специальных устройств, называемых регенераторами, которые размещаются вдоль линии передачи цифрового сигнала. Для уменьшения искажений, вносимых направляющей средой, например, кабельной линией, а также для повышения достоверности передаваемой информации, двоичный цифровой сигнал в современных ЦСП преобразуется в так называемый цифровой линейный сигнал при помощи преобразователей кода на передающей оконечной станции. На приемной станции производится обратное преобразование линейного сигнала в двоичный цифровой сигнал при помощи преобразователя кода приема.

Регенераторы в современных ЦСП выполняют три основные функции:

• корректирование формы принимаемых импульсов;

• выделение тактовой частоты из линейного цифрового сигнала;

• полное восстановление формы и временных соотношений в линейном цифровом сигнале (этот процесс и называется регенерацией).

Структурная схема ЦЛТ для передачи цифрового сигнала в одном направлении приведена на рис. 6.1. Преобразователи передачи и приема и оконечные регенераторы системы передачи входят в состав оборудования линейного тракта (ОЛТ) оконечных станций ЦСЛ. Линейные регенераторы, обеспечивающие регенерацию линейного цифрового сигнала на участках линейного тракта, называемых участками регенерации, размещаются в регенерационных пунктах (РП).

Рис. 6.1. Структурная схема ЦЛТ

На рис. 6.2. показаны сигналы длительностью и периодом следования Т, определяющем тактовую частоту в различных точках ЦЛТ при использовании в качестве линейного сигнала с чередованием полярности импульсов (ЧПИ), получившего наибольшее распространение в ЦСП. Этот сигнал формируется преобразователем кода передачи (точка 2). На входе регенератора (точка 3) этот сигнал искажается и подвергается воздействию помех. Регенератор восстанавливает форму сигнала, поэтому на его выходе сигнал совпадает по форме с сигналом на выходе оконечной станции передачи. Преобразователь кода приема преобразует линейный цифровой сигнал с ЧПИ в бинарный (точки 4 и 5).

6.1.2. Причины возникновения искажений и помех в ЦЛТ

В настоящее время достаточно широкое распространение в качестве направляющей среды для передачи цифровых сигналов получили электрические кабели, как симметричные, так и коаксиальные. Передаваемые по ним импульсные сигналы искажаются и подвергаются воздействию различного радо помех; собственных, переходных, из-за несогласованности входных и выходных сопротивлений регенераторов в ЦЛТ, импульсных и индустриальных. Рассмотрим сначала влияние искажений на передачу цифровых сигналов. Амплитудно-частотная характеристика затухания кабеля и таких необходимых элементов ЦЛТ, как линейные трансформаторы и входные усилители в регенераторах имеют ярко выраженную частотную зависимость, показанную на рис. 6.3 и существенно отличается от условий безыскаженной передачи.

Как известно, элементарные посылки цифрового сигнала, как и любого другого сигнала, ограниченного во времени, имеют бесконечный по частоте энергетический спектр. Как видно из рис. 6.3, постоянную составляющую и низкочастотную составляющую энергетического спектра цифрового сигнала оказывается невозможно передавать без искажений по ЦЛТ из-за влияния линейных трансформаторов и разделительных емкостей в усилительных каскадах регенератора. Это явление получило название ограничения полосы частот цифрового сигнала снизу. Аналогично, увеличение затухания кабельной цепи и уменьшение в регенераторах усиления с ростом частоты приводит к ограничению полосы частот цифрового сигнала сверху.

Простейшая эквивалентная схема ЦЛТ, имитирующая ограничение полосы частот сверху, может быть представлена в виде интегрирующей RC-цепи (рис. 6.4а). напряжение на выходе U_ВЫХ(t) такой цепи пропорционально интегралу от напряжения на входе U_ВХ(t) и имеет вид, показанный на рис 6.4б. чем длиннее участок регенерации, тем меньше амплитуда сигнала на его выходе U_ВЫХ(t) и тем резче выражено явление увеличения длительности выходных импульсов. При значительном ограничении полосы частот ЦЛТ сверху и большой протяженности участка регенерации передаваемые импульсные посылки настолько увеличиваются по длительности, что не успевают закончиться к моменту прихода следующего импульса или пробела. Это приводит к наложению принимаемых импульсных сигналов, особенно сильно ощущаемому для соседних символов цифрового потока. Таким образом, искажения цифрового сигнала, вызванные ограничением полосы частот ЦЛТ в области высоких частот, являются причиной появления так называемых межсимвольных помех.

К искажениям формы передаваемых цифровых сигналов приводит к ограничению полосы частот ЦЛТ снизу. При этом простейшая эквивалентная схема ЦЛТ может быть представлена в виде дифференцирующей RL-цепи рис. 6.5а. напряжение на выходе U_ВЫХ(t) четырехполюсника будет пропорционально производной от напряжения на входе U_ВХ(t)и показано на рис. 6.5б. ослабление низкочастотных составляющих цифрового сигнала приводит к появлению выбросов в принимаемом импульсном сигнале. Причем полярность выброса противоположна полярности передаваемых символов цифрового сигнала и спад выброса затягивается на последующие тактовые интервалы, также вызывая межсимвольные помехи. Таким образом, ограничение полосы частот ЦЛТ снизу и сверху приводит к искажению формы передаваемых по кабелю связи цифровых сигналов, которое является причиной появления межсимвольных помех. Уменьшить межсимвольные помехи можно за счет применения линейных кодов и корректирующих усилителей в регенераторах.

На цифровой поток в ЦЛТ также накладываются различного рода посторонние электрические сигналы, которые собственно и являются электрическими помехами, показанными на рис. 6.1. Характер таких помех оказывается существенно различным для разного типа кабелей.

Так, в симметричном кабеле, на основе которого строятся ЦЛТ местных и внутризоновых сетей связи, основным видом помех являются переходные помехи. Они возникают вследствие конечности переходного затухания между парами кабеля в четверке и между четверками. Влияние помехи на передаваемый цифровой сигнал зависит от способа организации ЦЛТ. При однокабельной организации ЦЛТ преобладают переходные помехи на ближнем конце участка регенерации, а при использовании двухкабельной системы – переходные помехи на дальнем конце. Величина переходных помех определяется уровнем цифрового сигнала на передаче, переходным затуханием на ближнем или дальнем концах, а также видом энергетического спектра линейного цифрового сигнала и его скоростью передачи.

Характер суммирования переходных помех в парах кабеля, подверженных влиянию, зависит от числа ЦЛТ, организованных по одной кабельной цепи. При малом числе влияющих ЦЛТ (от двух до четырех) переходная помеха от различных цепей складывается по напряжению. При большом числе влияющих цепей (более четырех) сложение переходных помех осуществляется по мощности.

Другим существенным видом помех для ЦЛТ, организованных по симметричному кабелю, являются помехи от отраженных сигналов. Они возникают из-за несогласованности волновых сопротивлений кабеля и входных и выходных цепей регенераторов, а также из-за неоднородностей волнового сопротивления в местах стыка строительных длин. Отраженные в местах несогласованностей и неоднородностей паразитные цифровые потоки, которые опережают линейный цифровой сигнал или отстают от него и выступают в роли мешающего электрического сигнала, то есть помехи.

Специфическим видом помех в ЦЛТ симметричного кабеля являются импульсные помехи, создаваемые коммутационными приборами автоматических телефонных станций (АТС). Этот вид помех является определяющим на регенерационных участках ЦСП местной сети, прилегающих к АТС. Для того, чтобы уменьшить мешающее воздействие импульсных помех пристанционные участки регенерации приходится делать укороченными (обычно в два раза по сравнению с номинальной длиной).

Собственные (или тепловые) помехи являются основными в ЦЛТ, организованные при помощи коаксиальных кабелей связи. Характерная особенность коаксиальных цепей состоит в том, что с увеличением частоты резко возрастает величина переходного затухания между коаксиальными парами (например, уже на частоте 1 МГц не менее 120 дБ), поэтому при передаче по ним цифровых сигналов переходные помехи отсутствуют. Собственные помехи в коаксиальных ЦЛТ вызываются, в основном, хаотическим тепловым движением электронов в кабельных цепях и шумами усилительных элементов во входных цепях регенераторов. Величина собственных помех в коаксиальной паре зависит от скорости передачи цифровых сигналов и длины участка регенерации. В целом величина помех в ЦЛТ коаксиального кабеля оказывается намного меньше, чем в трактах симметричного кабеля. Это является основной причиной того, что коаксиальные кабели используются для высокоскоростной передачи цифровых потоков.

6.1.3. Способы оценки влияния искажений и помех

Основной оценкой качества передачи двоичной информации по ЦЛТ является величина коэффициента ошибок или вероятности ошибок. Ниже рассматривается взаимосвязь между коэффициентом ошибок и другими параметрами ЦЛТ: защищенностью (отношением сигнал/помеха), скоростью передачи и числом уровней цифрового сигнала в линии. Для качественной оценки коэффициента ошибок используется метод глаз-диаграммы.

Коэффициент ошибок К_ОШ определяется как отношение числа ошибочно принятых N_ОШ к общему числу переданных символов N_О:

(6.1)

При передаче двоичных сигналов в ЦСП коэффициент ошибок численно совпадает с вероятностью ошибки: Р_ОШ = К_ОШ. Поскольку на цифровой поток, передаваемый по ЦЛТ, всегда воздействуют искажения и помехи, они приводят к цифровым ошибкам. Это означает, что какая-то часть бинарных символов будет принята неверно: на месте “1” может оказаться “0” и наоборот. То есть вероятность ошибки всегда отлична от нуля: Р_ОШ 0. Влияние цифровых ошибок на передачу телефонных сигналов существенно отлично от влияния помех в каналах аналоговых систем.

Каждая ошибка после декодирования на выходе стандартного канала ЦСП приводит к резкому изменению амплитуды аналогового телефонного сигнала, на его выходе, как показано на рис. 6.6. Экспериментально установлено, что к заметному прослушиванию щелчков приводят ошибки в одном из двух старших разрядах любой кодовой комбинации канального цифрового сигнала с импульсно-кодовой модуляцией ИКМ. Качество передачи телефонной информации по существующим нормам считается удовлетворительным, если в канале ЦСП прослушивается не более одного щелчка в минуту.

При частоте дискретизации 8 кГц (что имеет место во всех современных ЦСП) по каждому каналу в течение 1 мин. передается 8 000 * 60 = 480 000 кодовых комбинаций. Опасными в отношении щелчков являются только два старших символа цифрового сигнала или 2 * 480 000 = 960 000 символов. При равной вероятности ошибочного приема любого из двух старших символов, вероятность ошибки в канале ЦСП при максимальной протяженности ЦЛТ должна удовлетворять условию:

Длину участков регенерации, входящих в состав ЦЛТ (рис. 6.1) необходимо выбирать таким образом, чтобы Р_ОШ всего линейного тракта не превышала приведенного допустимого значения 10 ^–6. Если считать параметры всех участков ЦЛТ одинаковыми, то вероятность ошибки на одном участке регенерации не должна превышать величины:

(6.2)

где n – число регенераторов.

Между вероятностью ошибки регенератора и величиной защищенности (или, другими словами, отношением сигнал/помеха) существует однозначная зависимость, заключающаяся в том, что увеличение защищенности приводит к снижению вероятности ошибки. Действительно, очевидно, что для правильного восстановления символов в регенераторе требуется некоторая минимальная величина отношения сигнал/помеха на его входе. Рассмотрим простейший случай, когда на входе регенератора принимается цифровая последовательность и отрицательные импульсы длительностью с амплитудами соответственно +U_ВХ и –U_ВХ (двухуровневая последовательность) при равной вероятности появления импульсов разной полярности (рис. 6.7). В этом случае пороговое напряжение в регенераторе должно быть равно нулю, если в момент принятия решения амплитуда сигнала с учетом воздействия помех больше нуля, то на выходе регенератора восстанавливается положительный импульс; если амплитуда сигнала с учетом помех меньше нуля, то будет регенерирован отрицательный импульс. Для расчета вероятности ошибки предположим, что напряжение помехи, накладывающейся на сигнал, имеет функцию распределения W(U_П), подчиняющуюся нормальному закону (что является справедливым во всех практически важных случаях):

(6.3)

где – эффективное (или среднеквадратическое) напряжение помехи. При регенерации положительного импульса ошибка имеет место в том случае, если в момент решения мгновенное значение амплитуды помехи более отрицательно, чем –U_ВХ, при импульсе отрицательной полярности ошибка имеет место, если амплитуда помехи более положительна, чем +U_ВХ (рис. 6.8). тогда вероятность ошибки будет равна

(6.4.)

где – табулированный интеграл вероятности, зависящий от отношения сигнал/помеха.

Полученная зависимость вероятности ошибки от защищенности А_З (отношения сигнал/помеха) для рассмотренного выше двухуровневого цифрового сигнала показана на графике, рис.6.9. в диапазоне отношения сигнал/помеха, превышающего 15 дБ, вероятность ошибки при малом увеличении этого отношения резко уменьшается. Это явление в ЦСП называется пороговым эффектом. Так, например, увеличение защищенности до 16 дБ, обеспечивает уменьшение вероятности ошибки примерно на два порядка с 10 ^–8 до 10 ^–10.

Рис. 6.9. Зависимость регенератора от защищенности.

Использование многоуровневого способа передачи цифровых сигналов позволяет осуществить гибкое варьирование величиной отношения сигнал/помеха и шириной полосы частот, которая прямопропорционально связана со скоростью передачи, выраженной в бит/с. подробно это явление будет рассмотрено далее в разделе 6.4.

На практике для качественной оценки искажений и помех, возникающих при передаче цифрового сигнала от регенератора к регенератору, широко используется метод глаз-диаграммы. Она предоставляет собой результат наложения всех возможных принимаемых импульсных последовательностей в течение промежутка времени, равного двум тактовым интервалам линейного сигнала. Пример такой глаз-диаграммы для широко распространенного троичного линейного кода с чередованием полярности импульсов (ЧПИ) показан на рис. 6.10 при условии, что импульс на входе регенератора имеет косинусквадратную форму с длительностью, равной 2Т:

Р = 1, 0, -1

Из приведенного рисунка легко определить зону или “раскрыв”, в пределах которой должна производиться операция решения, для каждого из двух уровней: для положительных импульсов в диапазоне от 0 до +U_ВХ, для отрицательных от –U_ВХ до 0. Вертикальные линии, проведенные через каждый тактовый интервал Т, соответствуют идеальным моментам решения.

Процесс принятия решений в регенераторе можно проиллюстрировать с помощью точки пересечения (крестика) в каждом раскрыве глаз диаграммы (рис. 6.10). Вертикальная черта крестика определяет момент решения, а горизонтальная – порог решения. Для обеспечения безошибочной регенерации цифровой последовательности раскрывы глаз-диаграммы должны быть чистыми; это означает, что на глаз-диаграмме должна существовать некоторая зона, в пределах которой и должна располагаться точка пересечений моментов решений. Практические искажения импульсов приводят к уменьшению раскрыва глаз-диаграммы по сравнению с идеальным случаем. Минимальное расстояние между точкой пересечения и “краями” глаз-диаграммы, является мерой запаса помехоустойчивости.

Рис. 6.10. а) Линейный сигнал с ЧПИ на выходе и входе регенератора; б) Соответствующая ему глаз-диаграмма на входе регенратора.

6.2. Регенерация линейных сигналов в ЦСП

6.2.1. Требования к линейным сигналам

Линейные цифровые сигналы, при помощи которых передается бинарная информация на участках регенерации ЦЛТ, применяются во всех типах современных ЦСП для уменьшения искажений и помех, возникающих при передаче цифровых сигналов и, как следствие, для уменьшения вероятности ошибки в процессе регенерации.

Линейные цифровые сигналы, получаются из двоичной последовательности, путем использования специальных линейных кодов. В общем случае при помощи линейных сигналов происходит согласование спектральных характеристик цифровых сигналов, подлежащих передаче, со спектральными характеристиками используемой линии передачи. При этом должна обеспечиваться заданная скорость передачи, требуемая помехозащищенность и возможность выделения хронирующего сигнала (тактовой частоты) из передаваемого линейного сигнала для обеспечения тактовой синхронизации в линейных регенераторах и приемной станции, желательно также, чтобы структура линейного сигнала позволяла обнаруживать ошибки и исправлять их.

Поскольку кабельные линии передачи имеют возрастающий с частотой характер затухания и не передают постоянную составляющую сигналов из-за наличия линейных трансформаторов, основным требованием, удовлетворяющим условию согласования спектральных характеристик сигнала и линии передачи, является требование сосредоточения основной энергии линейного сигнала в ограниченной полосе частот и устранение из него постоянной составляющей.

Удовлетворение перечисленных выше требований необходимо реализовать при помощи алгоритмов, обеспечивающих минимальный объем оборудования цифрового линейного тракта.

6.2.2. Линейные коды в ЦСП

При формировании линейных сигналов ЦСП каждому подлежащему передаче двоичному цифровому символу “0” или “1” (или группе символов) ставится в соответствие элемент (или группа элементов) линейного сигнала, передаваемый за один тактовый интервал Т (или несколько тактовых интервалов). Алгоритм формирования цифрового линейного сигнала называется линейным кодированием. В этой связи цифровой линейный сигнал, полученный по определенному алгоритму линейного кодирования, часто называют просто: линейный код в ЦСП.

В общем случае, элементом линейного сигнала может быть любое сочетание импульсов и пауз внутри тактового интервала Т. Однако, в подавляющем большинстве практически важных случаев элементы цифровых линейных сигналов выбираются исходя из следующих ограничений: импульсы имеют прямоугольную форму и их длительность Т или Т/2; передний и задний фронты импульсов совпадают с границей либо серединой тактового интервала; амплитуда импульсов независимо от числа элементов одинакова и равна А/2.

При этих условиях количество элементов цифровых линейных сигналов равно 9 и показано на рис. 6.11.

Рис. 6.11. Элементы цифрового линейного сигнала.

Формирование линейного сигнала из этих элементов может осуществляться абсолютными или относительными методами. В первом случае каждому символу двоичного сигнала “0” или “1” соответствует определенный элемент линейного сигнала, например, “1” – S₁, а “0” – S₂. Тогда бинарному сигналу имеющего вид 11 00 10 111 будет соответствовать линейный код, показанный на рис. 6.12.

Рис. 6.12. Абсолютный метод кодирования бинарного сигнала с элементами S₁ и S₂.

При относительном методе двоичный символ “1” передается путем чередования двух элементов сигнала, а “0” – повтором элемента, соответствующего передаче последнего символа “1”. Например, “1” – S₁, S₂ или S₂, S₁, а “0” – S₁, S₁ или S₂, S₂. При данном метода та же кодовая комбинация 11 00 10 111 будет иметь линейный код, приведенный на рис. 6.13.

Рис. 6.13. Относительный метод кодирования бинарного сигнала с элементами S₁ и S₂.

Наряду с двухуровневыми линейными сигналами, рассмотренными выше, могут использоваться многоуровневые линейные коды, в частности, самый распространенный из них код с чередованием полярности импульсов (ЧПИ), имеющий также названия квазитроичный код, биполярный код, а в англоязычной литературе код с AMI (Alternation Mark Inversion Signal). Особенности этого и других линейных кодов ЦСП будут рассмотрены далее, здесь же укажем алгоритм формирования линейного кода с ЧПИ: символы “1” передаются путем поочередного использования элементов S₅ или S₆, а символы “0” при помощи элемента S₉. Тогда кодовая двоичная комбинация 11 00 10 111 будет иметь линейный код с ЧПИ, показанный на рис. 14.

Рис. 6.14. Трехуровневый линейчатый код с ЧПИ с использованием элементов S₅, S₆ и S₉.

При формировании линейного сигнала следует обеспечить постоянство присутствия в последнем признаков тактовой частоты, которые определяются переходами от одного уровня к другому. Чем меньше частотность переходов зависит от статистических свойств передаваемой двоичной информации, тем стабильнее признаки тактовой частоты. Устойчивость признаков тактовой частоты определяется коэффициентом , где Р_{Т МИН} и Р_{Т МАКС} – минимальная и максимальная вероятности изменения модулируемого параметра цифрового линейного сигнала на тактовом интервале (для элементов, рис. 6.11 – изменение амплитуды А).

Если, например, используются элементы S₁ и S₂, то при появлении в бинарной кодовой комбинации двух единиц и двух нулей подряд в линейном коде в течение тактового интервала изменения модулирующего параметра не происходит (рис. 6.12) и, следовательно, Р_{Т МИН} = 0. Тогда К_Т = 0.

При использовании элементов S₃ и S₄ для передачи двоичной информации, независимо от структуры кодовой комбинации, на каждом тактовом интервале происходит изменение модулирующего параметра (амплитуды с размахом А), то есть Р_{Т МИН} = Р_{Т МАКС} = 1. Отсюда коэффициент устойчивости признаков тактовой частоты К_Т = 1. Цифровой линейный сигнал с элементами S₃ и S₄ называется биимпульсным линейным кодом, который может формироваться абсолютными и относительными методами. Пример формирования линейного кода с абсолютным биимпульсным сигналом (АБС) для двоичной комбинации 11 00 10 111 (S₃ соответствует “1”, S₄ – “0”) показан на рис. 6.15. Такой линейный код обладает наибольшей стабильностью признаков тактовой частоты из всех цифровых сигналов, образованных при помощи элементов S₁ – S₉, рис. 6.11.

Рис. 6.15. Абсолютный биимпульсный сигнал с использованием элементов S₃ и S₄.

Другим важным параметром, характеризующим качество передачи цифрового линейного сигнала является его помехоустойчивость. Помехоустойчивость линейного кода определяет, в конечном счете, вероятность ошибки при передаче бинарной информации. Для сравнения различных линейных кодов между собой с точки зрения помехозащищенности К_П, которая зависит от эквивалентной мощности их элементов:

(6.5)

(6.6)

При этом предельной помехоустойчивостью обладают линейные сигналы, элементы которых на всем тактовом интервале противоположны, т.е. S_i = S_j. Например, для элементов сигналов, приведенных на рис. 6.11, это условие выполняется только для двух видов – с элементами S₁ и S₂, а также S₃ и S₄. Эквивалентная мощность каждой пары отражает предельную помехоустойчивость цифровых линейных сигналов Р_{Э МАКС} = А².

Эквивалентная мощность Р_Э всех других линейных кодов определяется по двум различным элементам S_i и S_j с наименьшей величиной Р_Э. Например, для линейного кода с элементами S₁ и S₉ (так называемый линейный код с импульсами “затянутыми на тактовый интервал”), вид которого для кодовой комбинации 11 00 10 111 показан на рис. 6.16.

Рис. 6.16. Линейный код с импульсами “затянутыми на тактовый интервал” с элементами S₁ и S₉.

Величина Р_Э определяет потенциальную помехоустойчивость конкретного линейного кода.

Таким образом, коэффициент относительной помехоустойчивости показывает на какую величину потенциальная помехоустойчивость цифрового линейного сигнала отличается от предельной. Так, например, для абсолютного биимпульсного сигнала , для линейного кода с импульсами “затянутыми” на тактовый интервал , а для кода с ЧПИ аналогично получим . Сравнение показывает, что из рассмотренных линейных кодов, код с ЧПИ имеет наименьшую помехоустойчивость.

Одной из характеристик линейных кодов является понятие балансированности линейного сигнала, которая представляет собой алгебраическую сумму положительных и отрицательных элементов линейного сигнала. в так называемых балансных линейных кодах эта сумма за длительный промежуток времени стремится к нулю, при этом исчезают постоянная и низкочастотные составляющие в спектрах линейных сигналов. Примером идеально сбалансированного линейного кода является линейный биимпульсный сигнал, который сбалансирован на каждом тактовом интервале. Балансным кодом является также код с ЧПИ, а вот линейный код с импульсами “затянутыми на тактовый интервал” является небалансным.

Из анализа параметров линейных кодов можно сделать следующие выводы: изменение потенциальной помехоустойчивости составляет 9 дБ, при этом предельной помехоустойчивостью обладает биимпульсный сигнал (рис.6.15). Большинство линейных сигналов (кроме биимпульсного) имеют коэффициент устойчивости тактовой частоты К_Т = 0 и поэтому требуются меры для повышения устойчивости признаков тактовой частоты.

С целью повышения стабильности признаков тактовой частоты необходимо дополнительное преобразование двоичной (бинарной) информации путем изменения ее статистических свойств. Такое преобразование двоичных информационных последовательностей может осуществляться при помощи алфавитного и неалфавитного кодирования, а также скремблирования.

Алфавитное кодирование заключается в делении последовательности двоичных символов на группы с постоянным числом тактовых интервалов и в последующем их преобразовании по определенному алгоритму в группы символов кода с новым основанием счисления и, преимущественно, с новым количеством тактовых интервалов. При алфавитном кодировании устанавливается соответствие каждой двоичной группы символов группе символов кода. При изменении частоты требуется передача признаков, достаточных при кодировании для восстановления границ (частот) групп символов кода. Алфавитное кодирование характеризуется избыточностью преобразования двоичной информации.

Алфавитные коды повышают стабильность признаков тактовой частоты и увеличивают пропускную способность ЦСП (снижают тактовую частоту).

Правило обозначения алфавитных кодов:

• первое число в названии типа кода указывает количество символов n в кодируемой двоичной группе;

• двоичное основание счисления отмечается латинской буквой В (Binary);

• второе число указывает на количество символов К в группе кода;

• последняя буква отражает новое основание счисления М: Т (Ternory) – третичное, Q (Quater) – четверичное и т.д.

Сравнение различных алфавитных кодов обычно производится по следующим параметрам.

1. 1. Количество групп двоичных символов К_В = 2 ⁿ и символов кода с основанием М: К_М = М^К. эти параметры характеризуют сложность операций кодирования и декодирования. Причем при составлении перечня алфавитных кодов необходимо выполнение условия независимой передачи групп двоичных символов сочетаниями символов кода с основанием М, т.е. условия 2 ⁿ М^К.
   2. Коэффициент изменения тактовой частоты

1. 1. Избыточность линейного кода

1. 1. Предельный коэффициент снижения тактовой частоты (r = 0)

1. Балансированность линейного сигнала.

Количество кодовых таблиц (таблица соответствия групп двоичных символов группам символов кода с основанием М) для каждого типа кода весьма велико и равно числу перестановок: К_КТ = Р_2n = (2 ⁿ)!, где Р – число перестановок.

Из алфавитных кодов наибольшее распространение нашли коды вида 1В 1В (коды с биимпульсными сигналами и с импульсами “затянутыми на тактовый интервал”), 1В 1Т (код с ЧПИ), 2В 2Т (попарно-избирательный троичный код), 3В 2Т; 4В 3Т; 5В 6В; 6В 4Т.

В качестве примера определим параметры алфавитного кода 3В 2Т.

Кодовая таблица

В	000	001	010	011	100	101	110	111
Т	+1–1	0–1	–10	+1+1	–1–1	+10	0+1	–1+1

Не используется кодовая комбинация 00 кода, с основанием 3. Пример формирования линейного кода 3В 2Т по указанной кодовой таблице для двоичной последовательности (ДП) вида 11 00 10 111 показан на рис. 6.17.

Рис. 6.17. Алфавитный линейный код 3В 2Т.

Возможное число кодовых таблиц: К_КТ = (2 ⁿ)! = 8! = 40320.

Количество групп двоичных символов К_В = 2 ⁿ = 8 и символов кода с основанием 3: К_Т = 3 = 9, причем К_В < К_Т.

Коэффициент изменения тактовой частоты К_ИТЧ = 3/2 = 1,5.

Избыточность кода .

Предельный коэффициент снижения тактовой частоты

К_{ИТЧ МАКС} = log₂ 3 = 1,58

Код является в целом балансным для данной кодовой таблицы и при равной вероятности появления двоичных кодовых групп, однако при использовании этого кода возможен значительный дрейф нуля постоянной составляющей на отдельно взятых интервалах передачи двоичной информации, например, при достаточно длительной передаче сигнала вида 011 011 011 011.

К неалфавитным относятся коды типа кода с высокой плотностью единиц КВПn (HDBn в англоязычной литературе – High Digital Binary) называемые также модифицированными кодами с ЧПИ (МЧПИ). В таких кодах последовательность двоичных “0” заданной длины (равной n + 1) передается определенным сочетанием “1” и “0” в линейном сигнале. Общим для перечисленных кодов является использование кода ЧПИ (AMI). Одним из существенных недостатков кода с ЧПИ является возможность появления длинной последовательности нулей в линейном сигнале при отсутствии передачи информации в части каналов. В этом случае затрудняется выделение тактовой частоты из линейного сигнала. Чтобы этого не происходило в коде КВП-3, например, ограничивается число следующих подряд нулей до 3. При превышении этого числа происходит преобразование кода с ЧПИ по следующей кодовой таблице:

Двоичный код	Код КПР-3	Условие выбора	Двоичный код	Код КПВ-3	Условие выбора
0000	000V	Если за предыдущим символом V появилось нечетное число символов В	0000	В00V	Если за предыдущим символом V появилось четное число символов В

Здесь комбинация 000V означает: V – символ, полярность которого повторяет полярность предыдущего символа В, а В00V: В – символ, формируемый по алгоритму чередования полярности, а V – символ, повторяющий полярность символа В.

Такая двоичная постановка дает возможность сбалансировать число положительных и отрицательных единиц в коде КВП-3 и тем самым исключить появление постоянной составляющей в спектре линейного сигнала. Временная диаграмма получения из двоичной последовательности линейного сигнала с КВП-3 показана на рис. 6.18.

Рис 6.18. Неалфавитный линейный сигнал с КПВ-3.

Применение неалфавитных кодов позволяет упростить требования к выделению тактовой частоты, однако усложняет реализацию преобразователей кода на передаче и приеме, а также вносит задержку при передаче информации по каналам, так как необходимо определять число подряд следующих нулей на передаче и отыскивать подстановки типа 000V и В00V на приеме.

Код с ЧПИ и неалфавитные коды позволяют обнаруживать ошибки. В коде с ЧПИ одиночная ошибка определяется при выявлении нарушения правила чередования полярности импульсов, а в КВП-3 – вставок.

В последнее время для увеличения пропускной способности существующих ЦЛТ систем передачи начинают широко применяться многоуровневые коды. В качестве примера можно привести пятиуровневые коды. В качестве примера можно привести пятиуровневый балансный код БК-45, в котором символы “1” и “0” бинарной информации двух цифровых потоков с одинаковым числом каналов преобразуются по определенному закону в символы пятиричного кода: +2, +1, 0, –1, –2. Это позволяет удвоить число каналов в ЦСП при сохранении прежней длины регенерационного участка. Однако при этом усложняются условия регенерации цифрового линейного сигнала, так число уровней восстанавливаемого сигнала возрастает. Использование алфавитных и многоуровневых кодов лежит в основе всех ЦСП с удвоенным числом каналов, например, ИКМ–120x2, ИКМ–480x2, ИКМ–1920x2.

В некоторых случаях, в частности, в среднескоростных ЦСП, оказывается целесообразным повышать стабильность признаков тактовой частоты с помощью операции, заключающейся в изменении статистической структуры двоичного цифрового сигнала и называемой скремблированием. При скремблировании происходит преобразование двоичной информационной последовательности в сигнал близкий к случайному с равновероятным появлением символов “1” и “0”, при этом оказывается возможным исключить из передаваемого двоичного сигнала длинные последовательности нулей. Одна из возможных схем устройства для скремблирования цифровых двоичных сигналов показана на рис.6.19. Алгоритм работы приведенной схемы скремблера следующий. Входной двоичный сигнал складывается с другим двоичным сигналом в сумматоре по модулю 2 (“исключающее ИЛИ”). Этот второй цифровой сигнал получается из задержанного при помощи регистра сдвига входного сигнала на выходе второго сумматора по модулю 2. В результате сложения появляется новая двоичная информационная последовательность, связанная с исходным сигналом, но являющаяся “более” случайной. В частности, разрушаются длительные последовательности единиц и нулей. Исходное двоичное сообщение может быть восстановлено при помощи обратной операции, осуществляемой в дескремблере.

Рис. 6.19. Устройство для скремблирования цифровых двоичных сигналов: а) скремблер; б) дескремблер.

Главный недостаток скремблирования, а также применения алфавитных кодов, заключается в том, что эти операции приводят к размножению ошибок. Так, в приведенном выше примере каждая ошибка, возникающая в ЦЛТ, приводит к пакету из трех ошибок в декодированном сигнале. Такой же характер может носить размножение ошибок при использовании кода 3В 2Т.

Одной из важнейших характеристик любого линейного сигнала S(t) является его энергетический спектр, показывающий как распределяется энергия различных частотных составляющих линейных кодов по частотному диапазону. Энергетический спектр любого линейного сигнала в общем случае можно определить следующим образом. Цифровой линейный сигнал S(t) представляется как сумма элементов S₁ – S₉:

(6.7)

Для этого сигнала при помощи преобразования Фурье можно определить частотный спектр F(w):

,(6.8)

а затем спектр плотности энергии (w), определяемый как функция:

(w) = |F(w)| ²(6.9)

Спектр плотности энергии показывает относительный вклад различных частотных составляющих линейного сигнала в общую энергию. Однако, в общем случае, длительность линейного сигнала Т_ЛС = NТ стремится к бесконечности и величина различных частотных составляющих также будет иметь бесконечную энергию. Поэтому энергетическим спектром (w) цифровых линейных сигналов S(t) в сущности является спектр плотности мощности, определяемый как

(6.10)

Цифровой линейный сигнал произвольной структуры с элементами S₁ – S₉, как видно из выражений (6.7 – 6.10), может иметь самые различные энергетические спектры. Для того, чтобы иметь возможность сравнить энергетические спектры различных линейных кодов обычно они определяются для экстремальных линейных сигналов, имеющих максимальную частоту следования своих элементов. Например, для абсолютного бинарного сигнала с элементами S₁ и S₂, рис. 6.12, экстремальный сигнал будет соответствовать передаче двоичной последовательности вида 10 10 10 10, а для относительного бинарного сигнала с элементами S₁ и S₂, рис. 6.13, – последовательности 1111111… . Для кода с ЧПИ, рис. 6.14, экстремальный сигнал соответствует передаче 11111111, то же имеет место для абсолютного биимпульсного сигнала (рис. 6.15).

Выражения для энергетических спектров экстремальных последовательностей исходной двоичной последовательности основных линейных кодов современных ЦСП приведены ниже в предположении, что Т – тактовый интервал при передаче элементов кода, а – длительность элемента.

1. 1. Двоичная (бинарная) последовательность импульсов с элементами S₃ и S₉ с = Т/2. Энергетический спектр состоит из суммы непрерывной _Н(w) и дискретной _Д(w) составляющих:

(w) = _Н(w) + _Д(w)

где

,(6.11)

,(6.12)

и показан на рис. 6.20.

Рис. 6.20. Энергетический спектр двоичной последовательности импульсов с = Т/2.

1. 1. Линейный сигнал с импульсами “затянутыми на тактовый интервал”, как и все остальные рассматриваемые линейные коды, имеет только непрерывную составляющую энергетического спектра

,(6.13)

а вид энергетического спектра приведен на рис. 6.21.

Рис. 6.21. Энергетический спектр линейного сигнала с импульсами “затянутыми на тактовый интервал”.

• Линейный код с биимпульсными сигналами.

 

Энергетический спектр определяется выражением

,

и показан на рис. 6.22.

Рис. 6.22. Энергетический спектр линейного кода с биимпульсными ситгналами.

• Линейный код с ЧПИ имеет энергетический спектр вида

,

и приведен на рис. 6.23. Следует отметить, что энергетические спектры линейных сигналов с КВП-3, МЧПИ незначительно отличаются от спектра кода с ЧПИ и показаны на этом же рисунке.

Рис. 6.23. Энергетические спектры линейного кода с ЧПИ, КВП-3, МЧПИ.

Сравнивая энергетические спектры и параметры основных линейных кодов можно сделать следующие выводы:

1. Линейные коды с ЧПИ, МЧПИ и импульсами “затянутыми на тактовый интервал” имеют наименьшую полосу частот основного “лепестка” непрерывной части энергетического спектра, численно равную от 0 до тактовой частоты.
2. Линейные коды с ЧПИ, МЧПИ и биимпульсными сигналами не содержат в своем спектре постоянной составляющей.
3. Максимум энергии кодов с ЧПИ и МЧПИ находятся на частоте f_Т/2, кода с импульсами “затянутыми на тактовый интервал” на нулевой частоте, а кода с биимпульсными сигналами на частоте ¾f_Т.
4. Линейный код с биимпульсными сигналами имеет наибольшую помехозащищенность и информативность о тактовой частоте из всех рассмотренных ранее кодов.
5. В линейных кодах с ЧПИ и импульсами “затянутыми на тактовый интервал”, не содержится информация о тактовой частоте, однако сравнительно простыми нелинейными операциями (выпрямлением или сдвигом по времени) в регенераторах производится выделение тактовой частоты.

Указанные особенности рассмотренных линейных кодов предопределили их широкое применение в ЦСП. Так, код с импульсами “затянутыми на тактовый интервал” используется в качестве линейного в ЦСП сельской связи типа ИКМ-12М и ИКМ-15, код с ЧПИ – в первичных ЦСП ИКМ-30, ИКМ-30-4, ИКМ-30С, линейные сигналы с КВП-3 (МЧПИ) применяются в ЦСП высоких ступеней иерархии ИКМ-120, ИКМ-480, ИКМ-1920. Линейный код с биимпульсными сигналами используется в ЦСП абонентных линий связи.

6.2.3. Регенерация линейных сигналов

Линейные сигналы, передаваемые по кабелю связи, периодически восстанавливаются с помощью регенераторов, размещаемых вдоль линии передачи через некоторые интервалы, называемые участками регенерации. В регенераторах выполняются три основные функции: корректирование формы принимаемых линейных сигналов, выделение из спектра линейного сигнала тактовой частоты, при помощи которой восстанавливаются временные соотношения в линейном коде и регенерацию – восстановление формы линейного сигнала.

Это функциональное деление отражено на структурной схеме регенератора, приведенной на рис. 6.24. Временные диаграммы работы регенератора показаны на рис. 6.25 для трехуровневого линейного кода с ЧПИ, имевшего место на выходе предыдущего регенератора (точка 1 на рисунках). Линейный сигнал, появляющийся на выходе рассматриваемого регенератора (точка 2), значительно изменяет свою форму как из-за искажений при передаче по кабелю связи, так и в результате воздействия различного рода помех.

Рис. 6.24. Структурная схема регенератора.

Рис. 6.25. Временные диаграммы работы регенератора.

С помощью предварительного усилителя и корректора “исправляется” форма импульсов линейного сигнала и увеличивается их амплитуда до величины, обеспечивающей возможность принятия решения о наличии или отсутствии импульса (точка 3 на рисунках). Окончательное восстановление импульсной последовательности производится с помощью операций стробирования и регенерации, осуществляемых одновременно. Для осуществления операции стробирования из принимаемого цифрового линейного сигнала при помощи выделителя тактовой частоты формируются стробирующие импульсы малой длительности ( << Т) и с периодом Т, равным периоду следования символов линейного сигнала (с тактовой частотой) (точка 4). Регенерация импульсов (точка 5) возможна только в моменты стробирования (точка 4), когда сумма амплитуд принимаемого линейного сигнала и помехи в точке 3 превышает пороговое напряжение, раное половине амплитуды положительного или отрицательного одиночного импульса линейного сигнала (+U_ПОР или –U_ПОР). Регенерация в моменты стробирования обеспечивает:

1. восстановление формы скорректированных импульсов в моменты времени, характеризующиеся максимальной величиной отношения сигнал/помеха;
2. восстановление временных соотношений для элементов цифрового линейного сигнала;
3. запирание выходных цепей регенератора при передаче нулевых составляющих элементов цифрового сигнала.

В идеальном случае восстановленная импульсная последовательность на выходе регенератора (точка 6) будет являться точной копией цифрового линейного сигнала в точке 1. На практике восстановленная последовательность импульсов может отличаться от исходной. Во-первых если помеха в момент решения имеет достаточно большую амплитуду, то может быть принято неправильное решение, в результате чего появится ошибка. Ошибки такого рода при декодировании телефонной информации проявляются в виде щелчков и шумов. Во-вторых, временные интервалы между стробирующими импульсами могут несколько отличаться от тактового интервала, вследствие неидеальной работы выделителя тактовой частоты. Указанные фазовые флуктуации (джиттер) могут накапливаться в цепочке регенераторов, приводя к дополнительным ошибкам в восстановлении цифровой информации, а при декодировании аналоговых сигналов – к искажениям и шумам в виде паразитной времяимпульсной модуляции.

6.3. Коррекция искажений в ЦЛТ

Как указывалось ранее (6.1.2), при передаче импульсов цифрового линейного сигнала по линии связи, их форма значительно изменяется, растягиваясь на несколько тактовых интервалов. Регенерация таких импульсных сигналов вызывает определенные затруднения, при этом возрастает вероятность ошибки при восстановлении цифрового сигнала. Эти трудности можно преодолеть при помощи включения на входе регенератора предварительного усилителя с корректором (рис. 6.24), компенсирующего форму импульса, делая его пригодным для регенерации.

Очевидно, что чем шире полоса частот коррекции, тем точнее восстанавливается форма импульсных сигналов, то есть уменьшаются межсимвольные помехи, обусловленные искажениями в линейной связи. С другой стороны, чрезмерное расширение полосы частот коррекции приводит к увеличению на выходе предусилителя таких видов помех, как собственные, мощность которых прямо пропорциональна полосе частот [11] и помех от линейных переходов, т.к. переходное затухание между парами в симметричном кабеле в области высоких частот падает, а усиление корректирующего усилителя возрастает.

При указанном механизме возникновения помех, существует некоторая оптимальная ширина полосы коррекции, при которой суммарная величина помех в моменты стробирования оказывается минимальной, следовательно оказывается минимальной и вероятность ошибки. Однако, в этом случае схемы, реализующие оптимальные корректирующие усилители, оказываются чрезмерно сложными, резко увеличивая стоимость линейных регенераторов и всего ЦЛТ.

На практике широкое распространение получили “квазиоптимальные” корректоры, при помощи которых длительность откорректированных импульсов на приеме U_{ПР КОР}(t) доводится до величины равной двум тактовым интервалам 2Т. Как видно из рис. 6.26, такое “расширение” импульсов на приеме является пределом, при котором не возникает мехсимвольных помех при посимвольном стробировании цифрового линейного сигнала в регенераторе, т.к. в момент стробирования принимаемого откорректированного символа предыдущий символ “заканчивается”, а последующий еще не “начался”.

Рис. 6.26. Цифровой линейный сигнал U_{ПР КОР}(t) на выходе усилителя с корректором.

С точки зрения обеспечения минимума ширины полосы частот, в которой осуществляется коррекция, основная энергия откорректированных символов должна быть сосредоточена в минимально возможном диапазоне частот. Из теории сигналов известно, что из всех сигналов заданной длительности (в нашем случае при _ПР = 2Т), наилучшую концентрацию энергии в ограниченном частотном диапазоне обеспечивают сигналы экспоненциальной или гауссовской формы и косинусквадратной формы . Таким образом, на выходе усилителя с корректором необходимо получить цифровой поток с символами гауссовской или косинусквадратной формы и длительностью, не превышающей двух тактовых интервалов – 2Т.

Простейший способ определения требуемой для этого амплитудно-частотной характеристики корректора, заключается в анализе спектральных характеристик одиночных символов и их связи с передаточными характеристиками линии связи и корректора.

Пусть F_ПЕР(w) – частотный спектр на передаче одиночного прямоугольного символа длительностью _ПЕР (рис. 6.26). (U_ПЕР(t) F_ПЕР(w)), а К_{КОР ЦЛТ}(w) – передаточная функция откорректированного цифрового линейного тракта. Тогда частотный спектр F_{ПР КОР}(w) одиночного символа длительностью _ПР на выходе корректора F_{ПР КОР}(w) (U_{ПР КОР}(t) F_{ПР КОР}(w)) имеет вид:

F_{ПР КОР}(w) = F_ПЕР(w) * К_{КОР ЦЛТ}(w)(6.14)

Учитывая, что корректор включен каскадно с линией связи, передаточные функции которых К_КОР(w) и К_ЛС(w), соответственно, К_{КОР ЦЛТ}(w) имеет вид:

К_{КОР ЦЛТ}(w) = К_ЛС(w) * К_КОР(w)(6.15)

Из выражений (6.14) и (6.15) легко получить требуемую передаточную характеристик корректора:

, (6.16)

которая, с учетом известных из теории сигналов выражений для частотных спектров прямоугольного импульса на передаче и, например, косинус квадратного (корректированного) импульса на приеме и, имея в виду, что , а _ПР = 2Т, окончательно имеет вид:

(6.17)

используя выражение (6.17) можно рассчитать передаточную характеристику корректора К_КОР(w) для любого типа линии связи с передаточной функцией К_ЛС(w). Однако на практике частотные характеристики линии связи обычно задаются или измеряются в виде затухания: . В этом случае затухание, зная затухание линии связи, можно рассчитать характеристику корректора имеющую вид:

(6.18)

на рис. 6.27 показаны частотные характеристики линии связи, корректора и в целом предусилителя с корректором. Как видно из рис. 6.27 коррекция формы символов цифрового потока в целом в усилителе с корректором осуществляется в диапазоне частот от 0 до f_Т, в котором распределена основная энергия линейного цифрового сигнала с кодом ЧПИ. На частотах выше f_Т необходимо обеспечить увеличение затухания для корректируемых сигналов для того, чтобы не увеличивалась мощность собственных помех и помех от линейных переходов.

Рис. 6.27. Частотные характеристики: 1) линии связи; 2) корректора; 3) корректированного ЦЛТ; 4) предусилителя; 5) предусилителя с корректором.

Реализация корректирующих цепей с характеристикой затухания, показанной на рис. 6.27, часто осуществляется путем введения частотно-зависимых элементов в цепь местной отрицательной связи усилительных каскадов усиления и их передаточные характеристики (затухание) приведены на рис. 6.28.

Рис. 6.28. Включение корректирующих цепей в усилительных каскадах и их частотные характеристики: 1) с одним частотно-зависимым элементом; 2) с колебательным контуром.

Наконец, поскольку затухание линии связи, входящей в состав ЦЛТ, может изменяться в зависимости от температуры грунта или длины предшествующего участка кабеля, все входные усилители с корректором регенераторов современных ЦСП снабжены системой АРУ. В отличие от систем с ЧРК, где для работы системы АРУ организуется специальный контрольный канал, в ЦСП амплитуда принимаемых символов однозначно связана с длиной или температурой участка кабельной линии связи. Поэтому плоско наклонную АРУ в усилителях регенераторов осуществляют, взяв в качестве управляющего сигнала амплитуду импульсов на входе решающей схемы.

6.4. Влияние помех на качество передачи сигналов в ЦСП

6.4.1. Влияние собственных помех на вероятность ошибки при приеме цифрового сигнала

Собственные помехи, всегда имеющие место в ЦЛТ и являющиеся основными для коаксиальных линий связи, при воздействии на передаваемый цифровой сигнал могут приводить к ошибкам при его регенерации. Функция распределения амплитуд напряжения собственных помех – W(U_СП) подчиняется нормальному закону по формуле 6.3. Таким образом, вероятность ошибки при воздействии собственных помех на двухуровневый цифровой сигнал может быть определена по формуле 6.4. Однако, двухуровневый линейный код (как указывалось в разделе 6.2.2.) в ЦСП типа ИКМ-12М и ИКМ-15. Во всех остальных современных ЦСП типа ИКМ-30, ИКМ-120, ИКМ-480 и ИКМ-1920 применяются трехуровневые линейные коды, а в новейших разработках, в частности в системе ИКМ-1920x2, даже пятиуровневый линейный сигнал. В этой связи необходимо преобразовать выражение (6.4) таким образом, чтобы оно было справедливо для любого многоуровневого кода. Рассмотрим передачу линейных сигналов, амплитуды которых могут принимать не два, а любое число значений из некоторого их числа m при равной вероятности. Величины указанных амплитуд равномерно распределены в интервале от +U_ВХ до –U_ВХ (рис. 6.29). При этом предположении количество информации при передаче каждого символа равно log₂ m (бит) и, следовательно, при установленной суммарной скорости передачи двоичной информации полоса частот ЦЛТ может быть уменьшена в m раз или наоборот, в той же полосе частот ЦЛТ при использовании m-уровневого сигнала можно в m раз увеличить скорость передачи цифровой информации по сравнению с бинарной передачей. Это явление использовано, в частности, в системе ИКМ-1920x2.

Рис. 6.29. Неискаженная многоуровневая последовательность на входе регенератора.

Соседние значения амплитуд символов на рис. 6.29 отличаются на величину , в то время как при двухуровневой передаче указанная величина равна 2U_ВХ, (рис. 6.7). Следовательно, ошибка будет иметь место в тех случаях, когда амплитуда помехи (с любой полярностью) в момент решения превышает величину U_ВХ(m – 1). Лишь при наибольших амплитудах +U_ВХ и –U_ВХ помеха может вызвать ошибку только в том случае, если его мгновенная амплитуда имеет необходимую полярность. Тогда вероятность ошибки при регенерации для m-уровневой передачи можно определить выражением:

(6.19)

Результаты расчетов зависимости от отношения сигнал/помеха в логарифмических единицах – защищенности приведены в таблицах 6.1 и 6.2 для двухуровневых и трехуровневых линейных сигналов соответственно.

Таблица 6.1 Зависимость от А_З для двоичных линейных сигналов

	10 -5	10 -6	10 -7	10 –8	10 –9	10 -10	10 –11	10 -12
АЗ, дБ	18,8	19,7	20,5	21,1	21,7	22,2	22,6	23

Таблица 6.2. Зависимость от А_З для троичных линейных сигналов

	10 -5	10 -6	10 -7	10 –8	10 –9	10 -10	10 –11	10 -12
АЗ, дБ	19,6	20,5	21,5	22,0	22,9	23,4	24,5	25,3

Приведенная зависимость между вероятностью ошибки, возникающей в регенераторе и защищенностью А_З имеет место и для других видов помех, в частности, для помех от линейных переходов.

6.4.2. Влияние помех от линейных переходов на вероятность ошибки

Помехи от линейных переходов возникают вследствие взаимных влияний между парами кабеля и являются основными для линий связи симметричного кабеля. При организации ЦЛТ по однокабельной системе так же, как и в АСП, наиболее существенны влияния на ближний конец А₀, а при двухкабельной системе – влияния на дальний конец, определяемые переходным затуханием на дальний конец А_l, (рис. 6.30).

Рис. 6.30. Схема возникновения переходных помех в ЦЛТ симметричного кабеля.

При однокабельном режиме работы часть напряжения цифрового линейного сигнала на выходе регенератора одного направления передачи U_ВЫХ попадает на вход регенератора другого направления в данном регенерационном пункте (РП) (из-за конечности переходного затухания А₀) и является помехой U_ПОМ для принимаемого цифрового сигнала:

, В(6.20)

при этом величина напряжения принимаемого линейного сигнала на входе регенератора U_ВХ зависит от величины затухания прилегающего к РП участка регенерации:

, В(6.21)

При малом числе m влияющих ЦЛТ (до четырех) напряжение помех от линейных переходов суммируется, в этом случае суммарная величина помех от линейных переходов имеет вид:

(6.22)

Тогда величина защищенности от переходных помех на ближнем конце А_З0, определяемая как , может быть рассчитана по следующей формуле:

А_З0 = А₀ – А_РУ – 20lg m, дБ(6.23)

В выражении 6.23 не учтено то обстоятельство, что значение переходного затухания А₀ для различных типов кабеля имеет стандартное среднеквадратическое отклонение , приводимое в паспортных данных кабеля, а также ряд факторов, приводящих к снижению, помехоустойчивости регенераторов, в частности, влияние межсимвольных помех, нестабильности порога и конечной чувствительности решающего устройства, отклонения моментов стробирования и т.д. Для компенсации влияния ухудшающих факторов на практике необходимо увеличивать отношение сигнал/помеха на входе регенератора по сравнению с этих отношением для идеального регенератора на величину q, принимающую значение для разных типов ЦСП от 3 до 10 дБ. Учитывая эти факторы, окончательное выражение для определения защищенности от переходных помех на ближнем конце примет вид:

А_З0 = (А₀ – А_РУ – 20lg m – ₀) – q, дБ (m 4)(6.24)

Рассуждая аналогично, можно получить выражение для определения защищенности от переходных помех на дальнем конце:

А_Зl = (А_l – А_РУ – 20lg m – _l) – q, дБ (m 4)(6.25)

При большом числе влияющих систем (m > 4) в выражениях (6.24) и (6.25) член, учитывающий суммирование по напряжению – 20lg m, следует заменить на член, учитывающий суммирование по мощности – 10lg m.

Зависимость вероятности ошибки одиночного регенератора от защищенности А_З0 и А_Зl можно определить по таблицам 6.1 и 6.2 либо по формуле (6.19).

6.4.3. Накопление помех в ЦЛТ

Суммарная вероятность ошибки в ЦЛТ некоторой длины L может быть оценена при помощи вероятности ошибки , возникающей при прохождении цифрового сигнала через элементы ЦЛТ. Для простоты предположим, что все участки регенерации ЦЛТ имеют одинаковую длину – l_РУ, и все регенераторы общим числом n находятся в одинаковых условиях, причем каждый из них характеризуется вероятностью ошибки . Тогда вероятность безошибочной работы одиночного регенератора равна = 1 – , а вероятность безошибочной передачи по всему ЦЛТ составит: = (1 – )ⁿ. Разложив (1 – )ⁿ по биному Ньютона и (учитывая, что << 1), ограничившись первым членом этого разложения: (1 – )² = 1 – n, окончательно получим:

= n(6.26)

По рекомендациям МККТТ для ЦЛТ максимальной длины L = 2500 км суммарная вероятность ошибки не должна превышать 10 ^–6, что соответствует прослушиванию не более 1 щелчка в минуту при передаче телефонной информации. Тогда на 1 км ЦЛТ допустимая вероятность ошибки составит . Однако с целью обеспечения более высокого качества передачи МККТТ рекомендовал при разработке ЦЛТ руководствоваться нормой вероятности ошибки на 1 км ЦЛТ равной .

В этом случае допустимая вероятность ошибки для ЦЛТ длиной L км определяется как

,(6.27)

а допустимая вероятность ошибки одиночного регенератора , с учетом выражений (6.26) и (6.27) как:

(6.28)

Допустимую величину защищенности на участке регенерации А_{З доп РУ} можно определить, используя зависимость вероятности ошибки одиночного регенератора от защищенности А_З, приведенную в таблицах 6.1 и 6.2.

6.4.4. Влияние помех на размещение регенераторов в ЦЛТ

Величина защищенности при воздействии любого вида помех не должна превышать допустимого значения и зависит от длины участка регенерации. Следовательно, для того, чтобы были удовлетворены нормы МККТТ на качество цифровой информации, передаваемой по ЦЛТ, нужно правильно выбрать длину регенерационного участка.

Рассмотрим особенности выбора длины участка регенерации при организации ЦЛТ по коаксиальным кабелям, которые благодаря своей конструкции достаточно хорошо защищены от внешних помех. Основным фактором, ограничивающим допустимую длину участка регенерации, являются тепловые шумы, возникающие в коаксиальных парах и шумы, возникающие в усилительных каскадах регенераторов. Как было указано ранее (2.4.1), тепловые шумы определяются выражение , где к = 1,38 * 10 ^–23 (Вт*с/К) – постоянная Больцмана; Т – абсолютная температура, при которой определены параметры шума (К); R – величина активного сопротивления резистора (волновое сопротивление коаксиальной пары), Ом; f – эквивалентная полоса частот теплового шума на выходе корректирующего усилителя, равная (0,6 – 0,8)f_Т, Гц. Напряжение цифрового сигнала на входе регенератора известно из выражения (6.21), в этом случае защищенность от собственных помех А_{З СП} на входе идеального регенератора равна:

(6.29)

Вычисленная по формуле (6.29) защищенность, необходимая для реального регенератора, должна быть увеличена (для компенсации ухудшающих факторов) на величину q, имеющую величину порядка 8 – 10 дБ. Наконец, учитывая то обстоятельство, что пиковое значение импульсных сигналов на входе регенератора U_ВХ, определяется величиной затухания участка регенерации на полутактовой частоте (частоте максимума энергетического спектра линейных сигналов с ЧПИ): , окончательное выражение для определения длины регенерационного участка примет вид:

(6.30)

Здесь – километрическое затухание коаксиального кабеля на полутактовой частоте, А_{З СП} защищенность определяется из таблицы 6.2 по результатам расчета по формуле (6.28). Поскольку оба равенства (6.28) и (6.30) зависят от длины регенерационного участка, совместное их решение возможно методом последовательного приближения или графически.

В регенераторах, включенных в ЦЛТ симметричного кабеля, преобладающим видом являются помехи от линейных переходов на ближнем и дальнем конце. Используя формулы (6.24) и (6.25) можно определить длину регенерационного участка для однокабельного режима работы ЦЛТ:

, км(6.31)

и для двухкабельного режима работы ЦЛТ:

(6.32)

Величины защищенности А_З0 и А_Зl определяются из таблиц 6.1 и 6.2 по результатам расчета допустимой вероятности ошибки по формуле (6.28). Метод совместного решения уравнений (6.28) и (6.31) или (6.32) такой же, как и при определении длины участка регенерации в ЦЛТ коаксиального кабеля.

6.5. Перспективы совершенствования линейных трактов ЦСП

По мере дальнейшего развития и совершенствования ВСС России цифровые системы передачи станут основными на всех участках первичной сети: магистральном, зоновом, местном.

На первом этапе внедрения в ВВС наиболее широко ЦСП будут использоваться на коротких линиях связи. Это связано с тем, что оборудование линейного тракта ЦСП сложнее и дороже соответствующего оборудования АСП. Поэтому в ближайшей перспективе ЦСП в основном будут внедряться на участках местных сетей, таких, как сельские телефонные сети в районах с высокой плотностью населения или для организации соединительных линий большой емкостью между городскими АТС (в этом случае важным преимуществом ЦСП перед аналоговыми является высокая помехозащищенность, так как кабели ГТС подвержены значительному влиянию внешних помех). Основной аппаратурой, предназначенной для использования на местных сетях, являются системы передачи ИКМ-15, ИКМ-30-4, ИКМ-30С и ИКМ-120-4/5.

В дальнейшем ЦСП типов ИКМ-120У, ИКМ-480 и ИКМ-1920 будут использоваться для организации мощных пучков каналов на зоновом и магистральном участках сети связи. При этом важной задачей является повышение эффективности использования цифрового линейного тракта, так как полоса частот линейного тракта ЦСП более чем на порядок шире, чем в системах с ЧРК, при одинаковом числе каналов.

Пропускная способность ЦЛТ может быть повышена путем применения более эффективных линейных кодов. Так, при использовании в ЦСП вместо кода с ЧПИ алфавитных трехуровневых кодов типа 4В 3Т или 6В 4Т оказывается возможным удвоить скорость передачи сигналов без сокращения длины регенерационного участка, т.е. удвоение числа каналов достигается без изменения объема линейных сооружений. Например, в системе ИКМ-480x2, предназначенной для организации 960 каналов ТЧ, скорость передачи цифровых сигналов в линейном тракте при использовании алфавитного трехуровневого кода 6В 4Т составляет 46200 кбит/с. При этом формирование цифрового потока в системе ИКМ-480x2 производится с помощью объединения цифровых потоков двух третичных ЦСП ИКМ-480 со скоростью 34 368 кбит/с каждый.

Разработаны ЦСП с удвоенным числом каналов и для сверхширокополосных трактов, в частности, система ИКМ-1920x2, работающая по коаксиальным парам 2,6/9,5 мм. Повышение эффективности передачи цифровых сигналов в ЦЛТ достигается с помощью разработанного в нашей стране неблочного пятиуровневого кода Бк-45, рис. 6.31, который позволяет снизить тактовую частоту каждого из объединяемых цифровых потоков ИКМ-1920 в 2 раза, не изменяя общей скорости передачи в системе ИКМ-1920x2 по сравнению с ИКМ-1920.

Рис. 6.31. Линейный сигнал системы ИКМ-1920x2.

В ряде случаев повышения эффективности использования ЦСП можно достичь, если при передаче сигналов в цифровом линейном тракте использовать не ИКМ, а разностные виды модуляции, например, компандированную дельта-модуляцию (ДМ) или адаптивную дифференциальную ИКМ (АДИКМ). В частности, при использовании АДИКМ со скоростью передачи канального сигнала 32 кбит/с удается обеспечить такое же качество передачи телефонной информации, как и при использовании ИКМ со скоростью 64 кбит/с. В связи с этим разработаны схемы групповых кодирующих и декодирующих устройств, а также устройств, обеспечивающих переход от сигнала ИКМ к сигналу АДИКМ и наоборот, называемые транскодеками, позволяющими перейти от двух стандартных цифровых потоков, передаваемых со скоростью 2048 кбит/с и образованных при помощи ИКМ, к одному цифровому потоку с той же скоростью, но при использовании АДИКМ и наоборот. Это позволяет при необходимости вдвое увеличить пропускную способность первичного цифрового группового тракта, в котором вместо 30 каналов организуется 60 (рис. 6.32).

Рис. 6.32. Транскодек 60-канальный.

Увеличение пропускной способности существующих цифровых линейных трактов возможно также путем применения цифровых статистических систем передачи (ЦССП). В ЦССП при формировании группового сигнала учитываются статистические характеристики передаваемой телефонной информации. В частности то обстоятельство, что коэффициент активности телефонного канала _а, определяемый многими факторами, даже в ЧНН не превышает 0,5, т.е. передача информации в каждом из направлений занимает менее 50% общего времени занятия канала. В ЦСП канал представляется каждому абоненту только в те моменты времени, когда он говорит. На время пауз абонент отключается от канала, который предоставляется другому абоненту, ведущему в данный момент разговор. Коэффициент использования цифрового линейного тракта К_{ИСП ЦЛТ} в этом случае и позволяет как минимум удвоить число каналов в ЦЛТ. Эффективность ЦССП полностью определяется значением _а.

Другим способом построения ЦССП является переход к алфавитному кодированию, при котором учитывается статистика мгновенных значений речевого сигнала. При адаптивном кодировании число разрядов для двоичного представления кодируемого отсчета зависит от его величины. При этом число разрядов в кодовых группах становится величиной переменной и может находиться в пределах от 1 до 8. В результате освобождается определенная часть импульсных позиций в цикле передачи, которая может быть занята для передачи информации дополнительных абонентов. Коэффициент использования ЦЛТ при этом увеличивается по сравнению с ЦССП первого типа и равен, например,

К_{ИСП ЦЛТ} = 2,3при _а = 0,5.

Важным направлением совершенствования цифровых линейных трактов является повышение их технологических и эксплуатационных показателей: расширение функциональных возможностей аппаратуры, повышение ее надежности, уменьшение габаритных размеров, снижение потребляемой мощности и т.п. Так, например, изменение элементной базы, основанной на микросхемах с ТТЛ, используемых в системах с ИКМ 3-го поколения, на микросхемы, основанные на МОП-структурах в ЦСП 4-го поколения, позволило уменьшить потребляемую мощность в 2 – 6 раз (в зависимости от типа ЦСП), несколько увеличить за счет этого число дистанционно питаемых регенераторов и длину секции дистанционного питания.

Наконец, наиболее радикальным путем повышения эффективности линейных трктов ЦСП является применение в качестве направляющих систем волоконно-оптических линий связи (ВОЛС). В настоящее время при создании ВОЛС наиболее освоены диапазоны 0,85 и 1,3 мкм, в которых затухание многомодовых оптических волокон находится в пределах 1 – 5 дБ/км. Это позволяет получить участки регенерации длиной до 40 – 50 км. Освоение диапазона свыше 2 мкм при использовании одномодовых волокон дает возможность еще больше повысить эффективность световодных цифровых линейных трактов. Например, разработаны оптические кабели для диапазона волн 4 мкм с потерями порядка 0,01 дБ/км при строительной длине кабеля до 20 км. Имеются сведения об изготовлении оптических волокон с чрезвычайно малыми потерями (до 10 ^–3 дБ/км) в диапазоне волн 2 – 12 мкм, что позволяет обеспечить длину участка регенерации до 1000 км. Получение в перспективе участков регенерации большой длины решит проблему организации дистанционного питания аппаратуры на оптических кабелях и существенно упростит техническое обслуживание магистрали.