Общие требования к способам модуляции. Один из основных вопросов, касающихся передачи данных с заданной скоростью, - распределение энергии в спектре электрического сигнала, переносящего данные, и согласование этого распределения с характеристиками канала связи. По своей природе двоичные сигналы - это последовательность прямоугольных импульсов, а для передачи таких импульсов без искажений требуется теоретически бесконечно большая полоса частот. Однако реальные каналы связи могут обеспечить лишь ограниченную полосу частот, поэтому необходимо согласовывать передаваемые сигналы с параметрами каналов. Такое согласование выполняется благодаря кодированию исходных данных за счет обеспечения специальной формы импульсов, переносящих данные, например, путем сглаживания прямоугольной формы спектральной плотности импульса по косинусоидальному закону, а также с помощью различных видов модуляции.

Если сообщения передаются двоичными символами, то скорость передачи данных не может превышать значения 2 бит/с или 2 бит/с на 1 Гц полосы пропускания канала связи . Предел удельной скорости передачи данных с помощью двоичных символов, равный 2 (бит/с)/Гц, называется также "барьером Найквиста". Теоретически "барьер Найквиста" может быть преодолен за счет повышения отношения сигнал-шум в канале связи до очень большого значения, что практически не возможно. Поэтому для повышения удельной скорости передачи данных (преодоления "барьера Найквиста") необходимо перейти к многопозиционной (комбинированной) модуляции, при которой каждая электрическая посылка несет более 1 бита информации. К способам многопозиционной модуляции, используемым в системах цифрового телевидения, относятся: квадратурная амплитудная модуляция (QАМ – Quadrature Amplitude Modulation), квадратурная фазовая манипуляция или четырехпозиционная фазовая манипуляция (QPSK – Quadrature Phase Shift Keying ), частотное уплотнение с ортогональными несущими (OFDM – Orthogonal Frequency Division Multiplexing) и восьмиуровневая амплитудная модуляция с частично подавленной несущей и боковой полосой частот (8-VSB – Vestigial Side Band).

При выборе метода модуляции очень важно учитывать характеристики канала передачи. Для каналов спутниковой и кабельной цифровых систем телевидения в качестве оптимальных (обеспечивающих заданное качество при минимальной сложности ТВ приемников) были выбраны способы модуляции одной несущей. Причем в системах цифрового спутникового ТВ вещания, использующих каналы связи с полосой 27 МГц для непосредственного ТВ вещания и 30, 33, 36, 40, 46, 54 и 72 МГц для фиксированных служб спутниковой связи, целесообразно применять модуляцию типа QPSK. При этом обеспечиваются достаточно выгодное соотношение мощности и полосы пропускания бортового оборудования искусственного спутника Земли (ИСЗ), возможность работы в условиях характерной для транспондеров нелинейности, обусловленной амплитудной и фазовой характеристиками бортового усилителя, и простота реализации декодеров, встроенных в спутниковые приемники. В противоположность наземным вещательному и кабельным каналам на спутниковый канал линейные помехи оказывают меньшее влияние. Модуляция типа QPSK применяется совместно со схемой опережающей коррекции ошибок FEC (Forward Error Correction), основанной на взаимодействии алгоритмов кода коррекции ошибок Рида-Соломона и сверточного кода. При этом сверточный код должен иметь гибкую структуру для работы при разных кодовых скоростях, равных 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8. (Знаменатель численного значения кодовой скорости соответствует общему количеству битов кодовой комбинации, а числитель - числу информационных битов. Следовательно, по значению кодовой скорости можно оценить число проверочных символов, добавляемых в каждую кодовую комбинацию.) В приемных устройствах в этом случае используются последовательная демодуляция и мягкое декодирование Витерби. Применение QPSK-модуляции позволяет обеспечить устойчивый прием при соотношении сигнал-шум на входе спутникового ТВ приемника до 6 дБ. Для цифровых кабельных ТВ систем, не имеющих ограничений по мощности, позволяющих регулировать отношение сигнал-шум и использующих каналы связи с полосой пропускания 8 МГц, предложено применить модуляцию типа QAM. За счет применения в кабельных цифровых ТВ системах модуляции типа QAM отсутствует необходимость во внутреннем коде системы опережающего исправления ошибок.

Каналы связи наземного телевидения со стандартными полосами частот 6,7 и 8 МГц значительно отличаются от каналов спутникового и кабельного телевидения. Практически в любом канале связи наземного телевидения возникают помехи из-за многолучевого приема, обусловленного рельефом местности, и отражений, вызванных как статическими объектами, например, зданиями, так и динамическими объектами, например, самолетами. Каналы связи наземного телевидения отличает высокий уровень промышленных помех. Из-за переполнения частотного диапазона, в котором возможно наземное вещание, велика вероятность интерференционных помех за счет взаимодействия с сигналами совмещенных и соседних каналов. При выборе способа модуляции в наземном цифровом телевидении следует учитывать способность работы в условиях приема на комнатные антенны и антенны портативных ТВ приемников, а также возможность функционирования в одночастотных сетях. При этом прием сигналов цифрового телевидения в мобильных условиях рассматривается не как обязательное требование, а как желательная возможность. Способность работы в условиях быстроменяющихся характеристик канала связи также не является абсолютным условием. В данном случае примером одночастотной сети может служить сеть радиопередатчиков малой мощности, располагающихся в зонах плохого приема сигнала основного передатчика и работающих на той же самой частоте, что и основной. Из всех известных способов модуляции сформулированным выше требованиям отвечают два вида многопозиционной модуляции: 8-VSB и OFDM.

Квадратурная амплитудная модуляция (QAM). Данный способ модуляции относится к комбинированным. В случае QAM промодулированный сигнал представляет собой сумму двух ортогональных несущих: косинусоидальной и синусоидальной, амплитуды которых принимают независимые дискретные значения.

U(t) = U[c(t)coswt + c(t)sinwt], (9.1)

где U - амплитуда сигнала; w – частота несущей, c(t), c(t) – модулирующие сигналы в квадратурных каналах. При приеме сигналов с QAM производится когерентное детектирование.

Если в выражении (9.1) модулирующие сигналы с(t) и c(t) принимают значения ±1, то получим QAM-4 (четырехпозиционную QAM). Если же для модуляции как в синфазном, так и в квадратурном каналах используются четырехуровневые сигналы с(t) = ±1; ±3, то при этом получается 16-позиционная QAM (QAM-16), которую можно описать следующим выражением:

и представить в фазово-амплитудном пространстве в виде специального рисунка 9.2, где точками показаны положения концов вектора сигнала A при различных значениях i. Оси координат на рисунке 9.2 соответствуют синфазной J и квадратурной Q составляющим сигнала. Кроме модуляции типа QAM-16 в системах цифрового телевидения широко используется QAM-64. В данном случае числа в обозначениях типа модуляции означают количество вариантов суммарного сигнала.

Рисунок 9.2. Векторная диаграмма возможных состояний сигнала при QAM-16 (= 1)

Расположение сигнальных точек в фазово-амплитудном пространстве при различных типах QAM определяют сигнальные созвездия модулированных сигналов. Практически используются как обычные равномерные, так и неравномерные сигнальные созвездия с различными расстояниями между двумя ближайшими точками созвездия в смежных квадрантах, что количественно оценивается коэффициентом неравномерности сигнального созвездия . Данный параметр равен отношению расстояния между соседними точками в двух разных квадрантах к расстоянию между точками в одном квадранте. Применительно к модуляции типа QAM-16 и QAM-64 рекомендуются три значения коэффициента :

= 1 соответствует обычной QAM с равномерным сигнальным созвездием (см. рисунок 9.2); = 2 характеризует QAM с неравномерным сигнальным созвездием, когда расстояние между двумя ближайшими точками созвездия в смежных квадрантах в два раза больше расстояния в пределах одного квадранта (рисунок 9.3); = 4 оценивает QAM с неравномерным сигнальным созвездием, когда различие расстояний между точками внутри и между квадрантами является четырехкратным (рисунок 9.4). Применение неравномерной структуры сигнальных созвездий с коэффициентами = 2, = 4 обеспечивает улучшение декодирования потока данных, модулированных методами QAM-16 и QAM-64. Однако при этом требуется увеличение отношения сигнал-шум для потока данных, так как шумы и помехи трансформируют сигнальные точки созвездия в "облака". Центром "облака" остается сигнальная точка, а его "размытость" характеризует остаточный уровень несущей, нарушение баланса уровней сигналов J и Q, коэффициент модуляционных ошибок и другие параметры. При очень сильном шуме различить сигнальные точки внутри квадрантов становится практически невозможным. Однако благодаря введенной неравномерности в сигнальные созвездия сигнальные точки между квадрантами различаются достаточно хорошо, т.е. декодирование может осуществляться с приемлемой вероятностью ошибок.

Рисунок 9.3. Векторная диаграмма возможных состояний сигнала при QAM-16 (=2)

Рисунок 9.4. Векторная диаграмма возможных состояний сигнала при QAM-16 ( = 4)

На практике модуляция типа QAM-16 обеспечивает удельную скорость передачи данных, равную 3,9 (бит/с)/Гц, а QAM-16-4,5 (бит/с)/Гц. Пропускная способность кабельной сети с полосой канала 8 МГц составляет 38,5 Мбит/с при модуляции QAM-64. В кабельных сетях модуляция QAM-64 позволяет при соотношении сигнал-шум на входе цифрового ТВ приемника 24 дБ обеспечивать устойчивый прием. Квадратурная фазовая манипуляция (QPSK). QPSK - это дискретная фазовая манипуляция с основным дискретом . В этом методе модуляции все импульсы входной информационной последовательности модулятора разбиваются на пары - на двухбитовые символы, и при переходе от символа к символу начальная фаза сигнала изменяется на величину j, которая определяется битами символа в соответствии с алгоритмом, приведенном в таблице 9.2.

Таблица 9.2. Закон фазовой манипуляции метода QPSK

Биты входной последовательности модулятора		Изменение фазы j
Нечетные (первые биты символа) x	Четные (вторые биты символа) y
1	1	-3/4
0	1	3/4
0	0	/4
1	0	-/4

Обобщенная функциональная схема модулятора QPSK приведена на рисунке 9.5.

Рисунок 9.5. Функциональная схема модулятора QPSK

Способ частотного уплотнения с ортогональными несущими (OFDM). При использовании модуляции типа OFDM поток данных передается с помощью большого числа несущих. Подобно квадратурной модуляции, способ OFDM использует ортогональные несущие, но в отличие от квадратурной модуляции частоты этих несущих не являются одинаковыми, они расположены в некотором диапазоне частот, отведенном для передачи данных путем модуляции и кратны некоторой основной частоте, в данном случае f. На практике частоты несущих соответствуют уравнению

U(t) = Ucos[2(f+ )t],

где f - начало интервала, в котором производится частотное уплотнение; n - номер несущей, находящийся в диапазоне от 0 до (N-1), т.е. всего несущих N; Т - длительность интервала передачи одного символа.

Анализ данного выражения подтверждает, что несущие действительно являются ортогональными, т.е. их среднее (по времени) произведение равно нулю. Это означает возможность их разделения на приеме даже при частичном перекрытии их боковых полос. Схема, иллюстрирующая принцип модуляции типа OFDM, приведена на рисунке 9.6. Сначала последовательный поток передаваемых данных демультиплексируется, т.е. разделяется на большое число (N) параллельных потоков, трансформируясь в параллельную форму. Каждый из параллельных сигналов поступает на свой модулятор, в котором одна из ортогональных несущих подвергается модуляции какого-либо типа. Например, в качестве первичного метода модуляции отдельных несущих могут использоваться дифференциальная относительная фазовая модуляция (ДОФМ) и квадратурная амплитудная модуляция типа 16-QAM или 64-QAM, а также QPSK. Таким образом, каждая несущая переносит поток данных, уменьшенный в число раз, равное количеству несущих N. После сложения модулированных ортогональных колебаний формируется результирующих сигнал OFDM.

Рисунок 9.6. Функциональная схема устройства модуляции типа OFDM

Даже в условиях сравнительно небольшой скорости потока данных, переносимого каждой несущей, возможны межсимвольные искажения, бороться с которыми позволяет защитный интервал перед каждым передаваемым символом. Причем структура и заполнение защитного интервала должны сократить ортогональность принимаемых несущих. Поэтому защитный интервал - это не просто пауза между полезными символами, достаточная для угасания сигнала символа до начала следующего. В защитном интервале передается фрагмент полезного сигнала, что и гарантирует сохранение ортогональности несущих принятого сигнала. Это обеспечивается только в том случае, если эхо-сигнал при многолучевом распространении задержан не более, чем на длительность защитного интервала. Поэтому величина защитного интервала зависит от расстояния между радиопередатчиками в одночастотных сетях ТВ вещания или от задержки естественного эхо-сигнала в сетях вещания с традиционным распределением частотных каналов. Чем больше время задержки, тем больше должна быть длительность защитного интервала. С другой стороны, для обеспечения максимальной скорости передаваемого потока данных защитный интервал должен быть как можно короче. Практически одна четвертая часть от величины полезного интервала является достаточной оценкой максимального значения длительности защитного интервала. Предварительные исследования показали, что если одночастотные сети будут строиться в основном с использованием существующих радиопередатчиков, то абсолютная величина защитного интервала должна быть около 250 мкс. Это позволяет создавать большие одночастотные сети регионального уровня.

Если защитный интервал в 250 мкс составляет четвертую часть полезного интервала, то длительность самого полезного интервала должна быть установлена на уровне около 1 мс. Величина шага частот несущих связана с шириной основного лепестка спектра одного модулированного несущего колебания и определяется величиной, обратной длительности полезного интервала, поэтому расстояние между соседними несущими будет равно примерно 1 кГц. При ширине полосы частот канала 8 МГц и шаге 1 кГц число несущих должно быть равно 8000.

Можно задаться вопросом об объеме данных, которые необходимо передавать с помощью одной несущей. Если он окажется слишком велик, то потребуется использовать многопозиционные модулирующие сигналы и помехозащищенность системы будет невелика. Для передачи данных даже в системе ТВЧ достаточно скорости потока данных 20 Мбит/с (с учетом применения компрессии), в этом случае за 1 мс (время одного символа) должно быть передано 20 кбит, что дает меньше 3 битов на одну несущую за время одного символа. Такая величина может быть реализована с использованием 8-позиционных символов, что дает довольно высокую степень помехозащищенности. При числе несущих в несколько тысяч возникает естественный вопрос о практической реализации функциональной схемы, представленной на рисунке 9.6. Применение восьми тысяч синтезаторов несущих колебаний и восьми тысяч модуляторов сделало бы такую систему передачи очень громоздкой и практически невозможной для реализации. Но разработки алгоритмов и промышленный выпуск интегральных схем процессоров быстрого преобразования Фурье позволили решить эту проблему (рисунок 9.7). Ведь перемножение некоторых коэффициентов на гармонические колебания разных частот, удовлетворяющих вышеприведенным условиям, и суммирование полученных произведений представляет собой не что иное, как вычисление обратного преобразования Фурье (на схеме рисунка 9.7 соответствующий блок обозначен как ОБПФ - обратное быстрое преобразование Фурье), коэффициентами для вычисления которого являются распараллеленные потоки данных. Поскольку все вычисления производятся в цифровой форме, то на выходе появляется ЦАП. Демодуляция может быть построена на базе прямого преобразования Фурье (см. рисунок 9.7, б), где БПФ - устройство быстрого преобразования Фурье. Естественно, что в этом случае на входе должен стоять АЦП. В большинстве быстрых алгоритмов Фурье размер массива, подвергающегося преобразованию, кратен целой степени числа 2. Поэтому можно использовать, например, размер массива N = 8192 = 8k или N = 2048 = 2k (здесь k = 2¹⁰ = 1024). На практике число несущих меньше, часть несущих не используется, поскольку между полосами соседних каналов должен быть оставлен некоторый зазор. В двух предложенных в настоящее время режимах используются 6817 и 1705 несущих, но по размерности массива быстрого преобразования Фурье системы модуляции называются соответственно 8k OFDM и 2k OFDM.

Рисунок 9.7. Функциональные схемы модуляции и демодуляции типа OFDM с помощью обратного и прямого преобразований Фурье

Режим 2k пригоден для вещания одиночным передатчиком и для построения малых одночастотных сетей с ограниченными расстояниями между передатчиками. Режим 8k применяется в тех случаях, когда необходимо построение больших одночастотных сетей. В канале связи с шириной полосы 8 МГц система модуляции OFDM занимает полосу 7,61 МГц, а разнос несущих равен 4464 Гц (режим 2k) или 1116 Гц (режим 8k).

Передаваемый сигнал, модулированный способом OFDM, организован в кадры. Четыре кадра образуют суперкадр. Каждый кадр состоит из 68 символов, каждый символ - из 6817 несущих (режим 8k = 8192), из которых часть используется для синхронизации и управления. Число полезных несущих равно 6048. Для режима 2k = 2048 из 1705 несущих полезными являются 1512.

Однако многолучевое распространение радиосигнала в точку приема (довольно типичное для наземного телевидения) приводит к ослаблению и даже полному подавлению некоторых несущих вследствие интерференции прямого и задержанного сигналов. Решению этой проблемы помогает кодирование с целью обнаружения и исправления ошибок в канале передачи данных.

Кодирование превращает OFDM в COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Почему же COFDM более
эффективна в условиях многолучевого приема, чем система передачи с одной несущей? Если по каналу связи с резко выраженной неравномерностью частотной характеристики передается одна модулированная несущая, то ослабление отдельных частотных составляющих можно компенсировать с помощью частотного корректора (хотя и за счет уменьшения отношения сигнал-шум), но если какая-нибудь составляющая подавлена полностью, то корректирующий фильтр помочь не может в принципе и сигнал претерпевает необратимые искажения. Однако если данные передаются с помощью частотного уплотнения, то даже полное исчезновение сигналов отдельных несущих не является столь важным, поскольку данные, переносимые этими несущими, могут быть восстановлены за счет канального кодирования. Контейнер данных COFDM отлично приспособлен к условиям передачи данных в наземном телевидении благодаря возможности раздельной обработки сигналов большого числа несущих. Благодаря применению COFDM возможна организация сетей ТВ вещания с перекрытием частот передающих станций, работающих на одной частоте. Скорость передачи данных в канале связи с модуляцией типа COFDM зависит от вида модуляции несущих, установленных значений кодовой скорости и защитного интервала между символами. Если кодовая скорость находится в пределах от 1/2 до 7/8 (разность между знаменателем и числителем равна числу добавленных проверочных битов), то скорость цифровой передачи составляет: при ДОФМ - 4,98 ... 10,56 Мбит/с; при 16-QAM - 9,95 ... 21,11 Мбит/с; при 64-QAM - 14,93 ... 31,67 Мбит/с.

Для достижения требуемой помехоустойчивости модулирующие потоки данных могут кодироваться кодами с разными скоростями. Многоуровневая амплитудная модуляция с частично подавленной несущей и боковой полосой частот (VSB). Модуляция типа VSB обеспечивает достаточно высокую эффективность использования полосы частот канала связи.

Рисунок 9.8. Представление данных при двухпозиционной передаче

В случае модуляции типа VSB допустимы как двухпозиционный модулирующий сигнал, так и многопозиционный. При двухпозиционной передаче, обозначаемой как 2-VSB, модулирующий сигнал совпадает по форме с сигналом передаваемых данных и принимает в интервале каждого символа один из двух уровней (характеристические значения его симметричны относительно нуля, например +1 и -1) (рисунок 9.8). Достигаемая при этом удельная скорость передачи данных соответствует 1,79 (бит/с)/Гц, т.е. является близкой к теоретическому пределу. При многопозиционной передаче характеристические значения, располагающиеся симметрично относительно нуля, выбираются так, чтобы интервалы между ними были одинаковыми. Например, при восьмипозиционной передаче в системе 8-VSB (рисунок 9.9) модулирующий сигнал принимает в интервале символа одно из восьми значений (-7, -5, -3, -1, +1, +3, +5, +7). В интервале одного символа передаются три двоичных разряда потока данных. При увеличенной в три раза удельной скорости в полосе 6 МГц система 8-VSB способна передавать поток данных 32,3 Мбит/с.

Рисунок 9.9. Представление данных при восьмипозиционной передаче

Модуляция типа VSB разработана в нескольких вариантах, предусматривающих разную структуру модулирующего сигнала: 2-VSB, 4-VSB, 8-VSB, 8T-VSB, 16-VSB. Количество уровней модулирующего сигнала меняется от двух до шестнадцати, при этом соответственно изменяется и скорость передачи данных, вычисляемая как частота следования символов, умноженная на логарифм количества уровней. Чем больше количество уровней модулирующего сигнала, тем меньше помехозащищенность. Исключением из этого правила является только система 8T-VSB, в которой используется дополнительное кодирование с целью борьбы с помехами (буква Т - Trellis символизирует наименование этого кодирования - решетчатый код). Скорость этого кода равна 2/3, т.е. к каждым двум передаваемым битам добавляется один проверочный. Кодирование увеличивает помехозащищенность, но снижает скорость передачи данных по сравнению с системой 8-VSB. Общий объем передаваемых за единицу времени полезных данных в системе 8Т-VSB такой же, как в 4VSB. Модуляция типа 8Т-VSB была выбрана для наземного вещания, характеризуемого сравнительно высоким уровнем помех, а 16-VSB -для кабельного цифрового ТВ вещания.