Организация большинства линейных трактов требует дополнительной обработки информации перед передачей. В ЦРСП эта обработка заключается в переносе цифрового сигнала в соответствующую область спектра частот путем модуляции несущей. Модуляцию можно рассматривать как дополнительный этап в согласовании источника информации с каналом связи и, следовательно, как часть процесса кодирования в канале с точки зрения теории информации. Такое определение позволяет правильно поставить вопрос об эффективности и пропускной способности любых методов кодирования-модуляции.
Выбор метода передачи цифровой информации по РРЛ зависит от совокупности требований, часто являющихся противоречивыми: качество передачи и пропускная способность (скорость передачи), эффективность использования спектра и диапазона частот, электромагнитная совместимость и максимальная возможность использования существующего оборудования аналоговых РРЛ и ряд других. Приоритет, отдаваемый при выборе метода модуляции – демодуляции тому или иному из перечисленных требований, как правило, определяется назначением ЦРСП, хотя существует принципиальная возможность применения любых из известных способов изменения одного из трех параметров гармонического сигнала: амплитуды, частоты, фазы или их комбинаций.
В ЦРСП могут использоваться те же виды модуляции, что и в аналоговых системах: амплитудная (AM), частотная (ЧМ), и фазовая (ФМ). При цифровом способе передачи эти параметры изменяются дискретно, вследствие чего различают 2-х уровневые (2-х частотные, 2-х позиционные) и многоуровневые (многочастотные или многопозиционные) методы модуляции (правильнее манипуляции) амплитуды (частоты или фазы). При этом следует заметить, что многопозиционные виды манипуляции используют либо для увеличения пропускной способности цифровых радиоканалов без расширения полосы пропускания тракта, либо для передачи цифровой информации, использующей коды с многозначными символами, например троичные, четверичные и другие.
8.4.1. Двухпозиционные методы модуляции
В настоящее время набольшее распространение в низкоскоростных ЦРРСП получили такие методы модуляции, как двухпозиционная ЧМ и относительная фазовая модуляция ОФМ. ОФМ (иногда употребляется название – фазоразностная модуляция) была предложена Н.Т. Петровичем в 1954г. Кроме того, с целью устранения из спектра модулированного сигнала в.ч. составляющих и формирования “компактного” спектра применяется частотная манипуляция с минимальным сдвигом.
Фазовая модуляция.
Во всех вариантах фазовой модуляции используется относительное кодирование цифрового сигнала (ЦС) перед его подачей на модулятор и относительное декодирование после демодуляции. Это необходимо для устранения явления “обратной работы” – изменения полярности сигнала на выходе демодулятора при случайном изменении фазы опорного колебания на 180º.
В наиболее простом случае двухпозиционной ОФМ, имеющей два возможных значения начальной фазы - 0º и 180º, структурная схема модулятора имеет вид, показанный на рисунке 8.4 а.
При поступлении ЦС на вход триггера T, работающего в счетном режиме, очередного символа “1” триггер изменяет свое состояние на противоположное, что вызывает изменение знака несущего колебания после перемножения, то есть процесс ОФМ.
Математический переход от абсолютного кода к относительному записывается в виде:
где 
и 
- смежные двоичные символы цифрового сигнала в относительном коде;
- очередной двоичный символ в абсолютном (исходном) коде.
Процесс формирования сигнала ОФМ показан на рисунке 8.4 б, где для простоты на одном тактовом интервале 
показан один период несущей (опорной) частоты.
Частотная манипуляция.
В ЦРРЛ применяются несколько разновидностей частотной манипуляции. Простейшей из них является двухпозиционная ЧМ; при которой символу “0” соответствует частота 
, а символу “1” – частота 
Существует два различных способа ЧМ в ЦРРЛ: ЧМ с разрывом фазы несущего колебания (когда манипуляция осуществляется путем коммутации независимых генераторов колебаний с частотами и 
) и ЧМ без разрыва фазы (когда манипуляция осуществляется при помощи частотного или фазового модулятора). ЧМ сигнал с разрывом фазы может быть представлен как сумма двух АМ сигналов (одного с частотой , другого – с частотой ). Ширина спектра такого сигнала равна ширине спектра АМ сигнала плюс величина 
ЧМ сигнал без разрыва фазы имеет более компактный спектр и создает меньший уровень внеполосных излучений.
Сравнение видов модуляции при BER=10-6 проведем по отношению сигнал /шум на входе приемника
где Рс - средняя мощность сигнала, N0 – спектральная плотность мощности шума на входе приемника; B – полоса частот, численно равная скорости передачи двоичных символов.
Значения h, полученные для различных видов модуляции путем изменения 
при фиксированных B и BER, приведены в таблице 8.1.
Таблица 8.1. Сравнительные характеристики методов модуляции
| Метод передачи и способ приема |
Поз. |
Полоса Найквиста* |
h, дБ |
Особенности метода |
| АМ с двумя боковыми. Детектирование огибающей |
2 |
B |
17 |
Простой |
| ФМ, когерентное детектирование
|
2 |
B |
10,5 |
Сравнительно простой, неэкономичный по полосе |
|
4 |
B/2 |
10,5 |
Сложный, экономичный по полосе | |
|
8 |
B/3 |
13,8 |
Усложненный, экономичный по полосе | |
| ЧМ, детектирование на дискриминаторе
|
2 |
B |
13,4 |
Простой, неэкономичный по полосе |
Полоса Найквиста* - полоса, численно равная половине интервала между первыми “нулями” спектра сигнала относительно несущей.
В качестве примера на рисунке 8.5 приведены спектры сигналов AM, ОФМ, ЧМ. В табл.8.1 обозначено Поз. -число уровней манипуляции.
8.4.2. Многопозиционные методы модуляции
Четырехпозиционная ОФМ.
При четырехпозиционной ОФМ в случае передачи одного цифрового потока модулятор строится в соответствии со структурной схемой, приведенной на рисунке 8.6.
Входной ЦС делится на две последовательности А и В с помощью делителя потока ДП. Длительность двоичных символов каждой из них устанавливается равной 2Tи то есть в 2 раза больше, чем во входном ЦС. Одна из последовательностей сдвигается по времени на один тактовый интервал Tи для того, чтобы обе последовательности передавались синхронно (рисунок 8.7).
Между значением одной пары символов в последовательностях А и В и изменением фазы несущего колебания Δφ устанавливают определенное соответствие, основанное на коде Грея (таблица 8.2)
Таблица 8.2
|
Символ в А |
Символ в B |
Δφ |
|
0 |
0 |
0˚ |
|
0 |
1 |
90˚ |
|
1 |
1 |
180˚ |
|
1 |
0 |
270˚ |
Например, при передаче сигнала 1101010010 получаем в случае нулевой начальной фазы несущего колебания:
| Входная последовательность |
11 |
01 |
01 |
00 |
10 |
| Изменение фазы несущего колебания, Δφ |
180˚ |
90˚ |
90˚ |
0˚ |
270˚ |
| Фаза несущего колебания φ |
180˚ |
270˚ |
360˚ |
0˚ |
270˚ |
Выработка напряжений, обеспечивающих, изменения фазы 4 – ОФМ сигнала в соответствии с таблицей 8.2, производится с помощью логической схемы (ЛС). При этом значения фазы несущего колебания φА и φВ, равные в момент начала рассмотрения соответственно φА0 и φВ0, изменяются в соответствии с таблицей 8.3.
Таблица 8.3
|
А |
В |
Φ°А |
φ°В |
Δφ° |
|
0 |
0 |
φА0 |
φВ0 |
0˚ |
|
0 |
1 |
φА0+180˚ |
φВ0+180˚ |
90˚ |
|
1 |
1 |
φА0+180˚ |
φВ0+180˚ |
180˚ |
|
1 |
0 |
φА0+180˚ |
φВ0 |
270˚ |
Символу О последовательности A(B) соответствует определенное значение φА0(φВ0), символу 1 – значение φА(φВ), отличающееся от φА0(φВ0) на 180˚.
При изменении символа в последовательности А(В) на противоположный происходит изменение фазы φА(φВ) на 180˚, что приводит к повороту фазы суммарного выходного колебания на 90˚ (рисунок 8.8).
Изменение символов сразу в обеих последовательностях соответствует изменению φΣ, на 180˚. Изменения фазы суммарного выходного колебания ΔφΣ, соответствующие заданной паре символов последовательностей А и В, получаются такими же, как в таблице 8.2.
Полоса пропускания П для ОФМ численно равна:
П = (1,1…1,2)В,
где В – скорость передачи информации. Значит, удельная пропускная способность системы связи γ = В/ П в этом случае близка к 1 бит/с/Гц. В случае 4 - ОФМ
П = (1,1…1,2)В/log2N,
где N – число уровней манипуляции. То есть при 4 – ОФМ γ примерно равняется 2 бит/с/Гц.
К недостаткам методов ФМ относится уменьшение амплитуды огибающей до нуля в те моменты времени, когда фаза несущей изменяется на 180˚. Этот эффект вызывает появление значительных внеполосных излучений, а так же дополнительных искажений сигнала вследствие АМ-ФМ конверсии в ВЧ тракте. От этого недостатка свободен метод 4 – ОФМ со сдвигом (4–ОФМ-С), отличающийся от 4–ОФМ тем, что изменение фазы в квадратурных каналах происходит не одновременно, а поочередно со сдвигом во времени на тактовый интервал. При этом никогда не возникают скачки фазы на 180˚, так как изменение фазы на противоположную в одном из каналов вызывает сдвиг фазы результирующего колебания на 90˚ (рисунок 8.9).
В высокоскоростных цифровых РРЛ применяются более сложные виды модуляции. Наибольшее распространение получила квадратурная амплитудная манипуляция (КАМ), которая предполагает амплитудную модуляцию синфазной и квадратурной составляющих несущей. В общем случае сигнал КАМ может быть представлен в виде:
UКАМ(t)=U[С1(t)cosωt+C2(t)sinωt],
где С1(t) и C2(t) – модулирующие сигналы в квадратурных каналах. Если модулирующие сигналы принимают дискретные значения ±1; ±3, то при этом получается 16 – позиционная КАМ (КАМ-16). Расположение сигнальных точек на амплитудно-фазовой плоскости (“созвездие”) при ведено на рисунке 8.10.
На практике также применяются КАМ-64, КАМ-128.