1.14.1. Узкополосные колебательные системы

1.14.2. Широкополосные колебательные цепи генераторов

Основными элементами схемы любого генератора являются активный элемент (АЭ) (электронная лампа, или полупроводниковый прибор) и колебательная система, к выходу которой подключена собственно нагрузка генератора, для промежуточных каскадов это - входное сопротивление последующего каскада, для оконечного каскада - входное сопротивление антенны, или антенного фидера. Эти сопротивления могут изменяться в широких пределах и быть комплексными. Так, входное сопротивление антенного фидера с волновым сопротивлением W, которое является нагрузкой оконечного каскада передатчика, при коэффициенте бегущей волны (КБВ) на рабочей частоте К₁ равно:

= r _ф jx_{ф ,} где r_ф и jx_ф могут быть найдены из графика, подобного рис.1.42, где К₁ принят равным 0,7, или аналитически - по формулам:

r_ф= ,

х_ф= ± jW·(1- · , … (1.25)

Рис.1.42

где -1£ y £ +1. При y = -1 x_ф=0, r_ф = ; при y = +1 x_ф=0, r_ф = WK₁;

при y=0 ú x_фú = ú x_фmaxú = W , а r_ф= W . При К₁= 0,5 r_{ф max} = 4r_{ф min}.

Одной из основных функций колебательной системы является согласование АЭ с нагрузкой во всем диапазоне рабочих частот. Это значит, что при всех значениях сопротивления нагрузки входное сопротивление колебательной системы во всем диапазоне рабочих частот должно быть активным и равным величине R_э, требуемой для выбранного режима АЭ. Кроме того, к колебательной системе предъявляется ряд дополнительных требований, главными из которых являются:

• фильтрация высших гармоник до уровня, предусмотренного существующими нормами на внеполосные излучения;
• обеспечение заданной полосы пропускания;
• высокий КПД.

Для выходных колебательных систем выполнение этих требований является обязательным. Для колебательных систем промежуточных каскадов требования менее жесткие.

Колебательные системы разделяют на два класса - узкополосные и широкополосные.

Первые представляют собой одно и многоконтурные резонансные колебательные системы, работающие на одной частоте. При смене рабочей частоты их перестраивают изменением параметров контуров. В мощных передатчиках узкополосные колебательные системы обычно используют в оконечном и предоконечном каскадах.

Широкополосные колебательные системы, как правило, используют в промежуточных каскадах высокочастотного тракта передатчика при усилении колебаний, занимающих широкую полосу частот (например, модулированных сигналом изображения), либо при усилении узкополосных сигналов, несущая частота которых изменяется в широких пределах.

1.14.1. Узкополосные колебательные системы

Как известно, колебательный контур (рис.1.43) характеризуют следующие параметры:

Резонансная частота w₀ @ ; точное значение резонансной частоты w₀= , здесь r_к = r₀+ r_вн, где r₀ - сопротивление собственных потерь

в контуре, r_вн - внесенное в контур сопротивление нагрузки; как правило,

r₀<< r_вн.

Рис.1.43

Характеристическое сопротивление r= w₀L;

Добротность контура представляет собой отношение запаса реактивной мощности в контуре к активной мощности, которая выделяется в сопротивлении потерь r₀ и сопротивлении нагрузки r_вн. Согласно рис.1.43, добротность ненагруженного контура (собственная добротность) равна Q₀= , а добротность нагруженного контура (приведенная добротность): Q'= .

Эквивалентное сопротивление ненагруженного контура при резонансе

R_э0=Q₀r = , а нагруженного - R_э=Q'r = . Если контур не настроен, модуль

его эквивалентного сопротивления равен: |Z_э|= R_эсosφ_э , где φ_э=arctg(X_э/R_э).

КПД контура h_к есть отношение мощности в нагрузке к подводимой к контуру мощности. Нетрудно показать, что h_к=1- . В таблице 1.1 приведены ориентировочные значения приведенных добротностей Q' колебательных контуров передатчиков разной мощности Р_~, работающих в диапазонах длинных, средних и коротких волн.

Представляет интерес оценка значений контурного тока I_к и реактивной мощности Р_r в контуре, которые необходимы для правильного выбора его элементов. Из рис.1.43 следует, что I_к = U_к/r, где U_к= I_a1R_э. Тогда I_к = I_а1Q', т.е. контурный ток в Q' раз больше питающей контур первой гармоники анодного тока. Реактивная мощность Р_r= 0,5I_кU_к = 0,5 Q'I_а1U_к = Q'Р_~1, где Р_~1-выходная колебательная мощность генератора. Таким образом, реактивная мощность в контуре в Q' раз больше колебательной мощности генератора.

Таблица 1.1

КПД колебательных контуров при различной мощности передатчиков диапазонов KB, CB и ДВ.

Р~ , кВт	СВ и ДВ	КВ
100	0,95 - 0,98	0,9 - 0,95
25 –100	0,92 - 0,95	0,85 - 0,9
10 – 25	0,87 - 0,92	0,8 - 0,85
6 – 10	0,82 - 0,87	0,75 - 0,8
1 – 6	0,75 - 0,82	0,7 - 0,75

Фильтрация высших гармоник.

Каждому радиоканалу, а следовательно и передатчику, отводится определенный спектр рабочих частот. Все колебания, частота которых выходит за егопределы, являются побочными, они мешают работе соседних радиоканалов, телевизионному приему и т.п. Основной причиной появления побочных излучений передатчиков является работа генераторных ламп с отсечкой анодного тока, так как при этом анодный ток лампы помимо первой гармоники содержит и высшие гармоники, амплитуды которых зависят от формы импульса анодного тока и его угла отсечки (см. рис.1.3). Подавление высших гармоник осуществляет главным образом выходная колебательная система передатчика. Можно показать, что максимальное значение мощности n-ой гармоники рабочей частоты на входе антенного фидера с волновым сопротивлением W и КБВ на рабочей частоте и на n-ой гармонике, равными соответственно К₁ и К_n, определяется выражением [4]:

P_nmax = ,

где Р₁–мощность на рабочей частоте, α₁ и α_n–коэффициенты разложения косинусоидального импульса анодного тока лампы оконечного каскада соответственно для первой и n-ой гармоник; К_n– КБВ в фидере на n-ой гармонике. Коэффициент S_max выражается формулой:

,

он характеризует зависимость мощности высших гармоник на входе антенного фидера от КБВ в антенном фидере на рабочей честоте К₁ и определяется структурой схемы колебательной системы и способом ее настройки. Φ_wn - коэффициент фильтрации n–ой гармоники, обеспечваемый выходной колебательной системой, который определяется при нагрузке оконечного каскада входным сопротивлением антенного фидера с волновым сопротивлением W и КБВ =1 и на рабочей частоте, и на ее высших гармониках. При этом коэффициент фильтрации Ф_w равен:

Ф_wn = : ,

где I_a1 и I_an - составляющие первой и n -ой гармоник анодного тока лампы, т.е. на входе колебательной системы, I_w1 и I _wn - составляющие первой и n -ой гармоник в сопротивлении ее нагрузки, которое равно волновому сопротивлению антенного фидера W. Коэффициент Ф_wn определяется только частотной характеристикой выходной цепи передатчика и может быть представлен также формулой:

Ф_wn = ,

где Z₂₁(w) и Z₂₁(nw) - коэффициенты передачи четырехполюсника соответственно на рабочей частоте w и на частоте ее n -ой гармоники (рис.1.44).

Коэффициент фильтрации Ф_wn можно представить формулой:

Ф_wn= .

Здесь , где R_э – эквивалентное сопротивление ламп оконечного каскада. Отношение определяется структурой схемы и настройкой конкретной колебательной системы.

Рис.1.44

Коэффициент Ф_wn одноконтурных колебательных систем пропорционален их добротности, а многоконтурных - произведению добротностей контуров, входящих в состав колебательной системы. Коэффициент фильтрации Ф_wn одиночного П-образного контура в n² раз больше Ф_w простого параллельного контура (№1), по этой причине П-образный контур является составной частью почти каждой колебательной системы. Допустимый уровень мощности высших гармоник на входе антенного фидера установлен нормами на побочные излучения передатчиков в зависимости от их мощности и диапазона рабочих частот.

Важнейшей задачей проектирования колебательных систем является обеспечение требуемой фильтрации высших гармоник при возможно более высоком их КПД. Исследование зависимости КПД многоконтурной колебательной системы с заданным коэффициентом фильтрации Ф_wn от числа контуров показывает, что разница КПД одно- и двухконтурных систем весьма существенна, а при дальнейшем увеличении числа контуров КПД меняется незначительно. Практически, в широком интервале выходных мощностей использование колебательных систем с числом контуров более трех не имеет. Следует отметить, что фильтрация высших гармоник многоконтурной системы зависит от методики ее настройки. Полный расчет колебательной системы при требуемом значении входного сопротивления (т.е. R_э ламп оконечного каскада) и заданных колебательной мощности Р_~1 и параметрах антенного фидера, т.е. его волнового сопротивления W и КБВ на рабочей частоте и на n -ой гармонике, К₁ и К_n, производится на ЭВМ.

1.14.2. Широкополосные колебательные цепи генераторов

Использование широкополосных колебательных систем позволяет решить многие важные задачи. Так, генераторы без резонансных контуров, не содержат перестраиваемых элементов, что упрощает и ускоряет процесс смены рабочей частоты передатчика, что существенно при дистанционном управлении передатчиком, повышает его надежность и удешевляет его эксплуатацию. Генераторы принято считать широкодиапазонными, если коэффициент перекрытия по частоте k_f = > 1,8 - 1.9, при этом колебательные системы не подавляют высших гармоник анодного тока. В маломощных предварительных каскадах, построенных по однотактной схеме, АЭ должны работать в режиме колебаний класса А. В мощных каскадах для улучшения энергетических показателей генераторы строят по двухтактной схеме, при этом АЭ работают в режиме колебаний класса В. Выходные и межкаскадные цепи широкодиапазонных генераторов должны быть построены так, чтобы режим работы АЭ не изменялся в заданной полосе рабочих частот Dw = w_в - w_н. Эти цепи должны трансформировать нагрузочные сопротивления с учетом межэлектродных емкостей и индуктивностей выводов АЭ в активное сопротивление требуемой величины, обеспечивающей оптимальный режим их работы.

Широкополосные усилители на электронных лампах

В ламповых усилителях высокой частоты в тех случаях, когда относительная полоса частот неширока: при £ 0,1¸0,15, где Df = f_max-f_min , а f_ср -средняя частота диапазона f_ср = (f_max+f_min)/2, применяют резонансное усиление с одним LC-контуром, имеющим достаточно низкую добротность, либо с цепочкой из нескольких связанных настроенных контуров: как известно, многоконтурная система обладает более равномерной частотной характеристикой, причем, относительная полоса пропускания определяется главным образом добротностью последнего (нагрузочного) контура. Применяют также апериодические усилители с коррекцией (например, реостатно-дроссельные). В таких усилителях используют специальные пентоды с малой выходной емкостью и большой крутизной. На частотах до 30-60 МГц для усиления широкой полосы частот используют усилители с распределенным усилением (УРУ), называемые также усилителями с бегущей волной (УБВ). Маломощные УРУ строятся, как правило, однотактными, их основная задача - усиление напряжения. Когда диапазон УРУ больше октавы (т.е. больше двукратного), для подавления высших гармоник в анодной цепи нельзя использовать неперестраиваемые фильтры, поэтому лампы усилителя должны работать в режиме колебаний класса А, и их КПД крайне низок - менее 20%. Принципиальная схема УРУ, изображена на рис.1.45.

Рис.1.45

N ламп усилителя подключены к двум искусственным линиям, составленным из однотипных звеньев типа k или m,- анодной - с волновым сопротивлением W_а, и сеточной - с волновым сопротивлением W_с (обычно W_с < W_а). Межэлектродные емкости ламп входят в состав звеньев искусственных линий. Обе линии согласованы. Фазовая скорость волны в них одинакова, т.е. L_аC_с = L_аC_с. Усиливаемый сигнал поступает на вход сеточной линии. Для обеспечения режима бегущей волны она нагружена балластным резистором R_с = W_с. Чтобы амплитуды возбуждения U_cm всех ламп были приблизительно одинаковыми, затухание сеточной линии должно быть малым, для этого все лампы должны работать без тока управляющей сетки. Мощность, потребляемая от источника возбуждения Р_возб=0,5 . К концу анодной линии подключена нагрузка R _н, а к ее началу - балластный резистор R_б=R _н=W_а. Анодный ток каждой лампы в точке подключения разветвляется в линии на две части, образуя прямые волны, бегущие направо к R _н, и обратные, бегущие налево - к R _б. Поскольку фазовые скорости в анодной и сеточной линиях одинаковы, анодные токи ламп в нагрузке R _н синфазны, они арифметически складываются и выделяют на нагрузке половину мощности, развиваемой лампами:Р_~1=0,5 , где I_a1 и U_ан - анодный ток лампы и амплитуда переменного напряжения на нагрузке, равная амплитуде переменного напряжения на аноде последней лампы: U_аN= N×S_срU_cmR_н. Обратные волны от разных ламп распространяются в направлении балластного резистора R_б в разных фазах, зависящих от частоты, они "догоняют" друг друга. Половина мощности ламп, которая переносится обратными волнами, частично рассеивается в балластном резисторе R_б, а частично - на анодах ламп. Так как обратные волны достигают R_б с разными фазовыми сдвигами, зависящими от частоты, то и соотношение мощностей, рассеиваемых в R_б и на анодах ламп, также будет частотнозависимым.

Особенностью УРУ является то, что все лампы работают в разных режимах. Поскольку амплитуда переменного напряжения на аноде n-ой лампы определяется суммой токов: U_аn= 0,5n×I_a1R_н = 0,5n×S_ср U_cm R _н, где n - номер лампы, то на аноде последней лампы (при n = N) она максимальна. С уменьшением n амплитуда переменного напряжения U_аn на анодах ламп уменьшается, и если режим последней лампы – критичесеий, то все остальные лампы работают в недонапряженном режиме. Во избежание этого анодную линию делают неоднородной: ее волновое сопротивление к началу линии ступенчато увеличивается, при этом амплитуды переменного напряжения на анодах ламп увеличиваются, и их режим приближается к критическому. Из-за увеличения волнового сопротивления к началу анодной линии при распространении обратных волн в анодной линии на "стыках" образуются отраженные волны, в результате обратные волны превращаются в прямые, которые складываются с прямыми волнами. Закон изменения волнового сопротивления анодной линии может быть выбран так, что в ней будут существовать только прямые волны, и амплитуды переменного напряжения на анодах ламп будут одинаковыми. При этом в резисторе R_б не будет необходимости. Мощность ламповых УРУ достигает единиц киловатт при полосе частот как меньше, так и больше октавы - до трех октав. В современных УРУ используют специально разработанные для них тетроды мощностью от десятков Вт до нескольких кВт, работающие в левой области статических характеристик, т.е. без токов управляющей сетки, обладающие уменьшенной выходной емкостью и большим током эмиссии. В мощных передатчиках УРУ используют в предварительных каскадах и даже в предоконечных каскадах мощных (несколько сотен киловатт) радиовещательных передатчиков с анодной модуляцией. Достоинствами УРУ является их надежность: при большом числе звеньев (а их бывает от 6 до 10) выход из строя одного, или даже нескольких из них, мало сказывается на выходной мощности и коэффициенте усиления. Кроме того, выходная мощность мало зависит от величины R_н: УРУ могут работать на линию с КБВ порядка 0,3-0,5. Мощные УРУ (единицы кВт) строят по двухтактной схеме, где лампы работают в недонапряженном режиме с углом отсечки 90⁰, при этом их КПД достигает 50-55%.

Широкополосные усилители на транзисторах

Транзисторные широкополосные усилители существенно отличаются от ламповых. Из-за относительно низких значений нагрузочных сопротивлений транзисторов шунтирующее действие их выходной (коллекторной) емкости начинает сказываться при частотах выше 50МГц. Однако, из-за низких нагрузочных сопротивлений и, главным образом, из-за низких входных сопротивлений сильно сказываются индуктивности базового и, в первую очередь, эмиттерного выводов. Наконец, уже при частотах выше 10 МГц проявляется инерционность транзистора - с ростом частоты снижается его коэффициент усиления. По этим причинам УРУ в широкодиапазонных транзисторных усилителях не используют. Межкаскадные цепи связи строят с применением широкодиа-пазонных трансформаторов и дополнительных RLC-цепей, корректирующих АЧХ усилителя. Из-за относительно низких значений нагрузочных сопротивлений транзисторов шунтирующее действие их выходной (коллекторной) емкости начинает сказываться при частотах выше 50МГц

Для оценки диапазонных свойств коллекторной цепи широкополосного транзисторного генератора используют параметр a₁ [1] (рис.1.46а):

a₁ = w_вС_к R_э = w_вС_к R_н (1.26),

При a₁< 0,1-0,2, влиянием емкости С_к можно пренебречь. Если a₁ больше этих значений, в схему включают дополнительные элементы L₂ и C₃, образуя фильтр нижних частот. Каждому значению a₁ соответствуют вполне определенные оптимальные значения коэффициентов a₂ = и a₃ =w_вС₃R_н, которые табулированы. При этом в полосе частот 0-f_в входное сопротивление Z_вх=R_н= R_Э. Чем больше a₁, тем больше отклонение величины входного сопротивления фильтра в полосе прозрачности от заданного значения. При a₁> 0,5 -1,0 следует либо уменьшить R_н (при заданных С_к и w_в), либо при небольшом коэффициенте перекрытия по частоте (k_f < 3-5) перейти к полосовому фильтру (рис.1.46б), для которого параметр a_1п равен:

a_1п = (w_в -w_н)С₁R_н = (w_в- w_н)С₁R_э. (1.27)

Из (1.26) и (1.27) видно, что a_1п < a₁ в раз. Для расчета полосовой цепи вычисляют величины a_2п= и a_3п= (w_в -w_н)С₃R_н, которые находят из таблиц по значению a_1п. Дополнительные элементы L₁, C₃ и L₃, образующие параллельные и последовательный контура, рассчитывают из условия их настойки в резонанс при частоте w₀= . Следует заметить, что переход к полосовой схеме не только не усложняет схему, но даже ее упрощает, так как индуктивность L₁ используют в качестве блокировочной индуктивности L_бл, а емкость C₂ - в качестве разделительной емкости C_р (рис.1.46в).

Рис.1.46

Кроме того, полосовая цепь позволяет осуществлять дополнительную трансформацию сопротивления (при R_э ¹ R_н), не ухудшая ее полосовых свойств.