1.14.1. Узкополосные колебательные системы

1.14.2. Широкополосные колебательные цепи генераторов

Основными элементами схемы любого генератора являются активный элемент (АЭ) (электронная лампа, или полупроводниковый прибор) и колебательная система, к выходу которой подключена собственно нагрузка генератора, для промежуточных каскадов это - входное сопротивление последующего каскада, для оконечного каскада - входное сопротивление антенны, или антенного фидера. Эти сопротивления могут изменяться в широких пределах и быть комплексными. Так, входное сопротивление антенного фидера с волновым сопротивлением W, которое является нагрузкой оконечного каскада передатчика, при коэффициенте бегущей волны (КБВ) на рабочей частоте К1 равно:

= r ф jxф , где rф и jxф могут быть найдены из графика, подобного рис.1.42, где К1 принят равным 0,7, или аналитически - по формулам:

rф= ,

хф= ± jW·(1- · , … (1.25)

Рис.1.42

где -1£ y £ +1. При y = -1 xф=0, rф = ; при y = +1 xф=0, rф = WK1;

при y=0 ú xфú = ú xфmaxú = W , а rф= W . При К1= 0,5 rф max = 4rф min.

Одной из основных функций колебательной системы является согласование АЭ с нагрузкой во всем диапазоне рабочих частот. Это значит, что при всех значениях сопротивления нагрузки входное сопротивление колебательной системы во всем диапазоне рабочих частот должно быть активным и равным величине Rэ, требуемой для выбранного режима АЭ. Кроме того, к колебательной системе предъявляется ряд дополнительных требований, главными из которых являются:

  • фильтрация высших гармоник до уровня, предусмотренного существующими нормами на внеполосные излучения;
  • обеспечение заданной полосы пропускания;
  • высокий КПД.

Для выходных колебательных систем выполнение этих требований является обязательным. Для колебательных систем промежуточных каскадов требования менее жесткие.

Колебательные системы разделяют на два класса - узкополосные и широкополосные.

Первые представляют собой одно и многоконтурные резонансные колебательные системы, работающие на одной частоте. При смене рабочей частоты их перестраивают изменением параметров контуров. В мощных передатчиках узкополосные колебательные системы обычно используют в оконечном и предоконечном каскадах.

Широкополосные колебательные системы, как правило, используют в промежуточных каскадах высокочастотного тракта передатчика при усилении колебаний, занимающих широкую полосу частот (например, модулированных сигналом изображения), либо при усилении узкополосных сигналов, несущая частота которых изменяется в широких пределах.

1.14.1. Узкополосные колебательные системы

Как известно, колебательный контур (рис.1.43) характеризуют следующие параметры:

Резонансная частота w0 @ ; точное значение резонансной частоты w0= , здесь rк = r0+ rвн, где r0 - сопротивление собственных потерь

в контуре, rвн - внесенное в контур сопротивление нагрузки; как правило,

r0<< rвн.

b

Рис.1.43

Характеристическое сопротивление r= w0L;

Добротность контура представляет собой отношение запаса реактивной мощности в контуре к активной мощности, которая выделяется в сопротивлении потерь r0 и сопротивлении нагрузки rвн. Согласно рис.1.43, добротность ненагруженного контура (собственная добротность) равна Q0= , а добротность нагруженного контура (приведенная добротность): Q'= .

Эквивалентное сопротивление ненагруженного контура при резонансе

Rэ0=Q0r = , а нагруженного - Rэ=Q'r = . Если контур не настроен, модуль

его эквивалентного сопротивления равен: |Zэ|= Rэсosφэ , где φэ=arctg(Xэ/Rэ).

КПД контура hк есть отношение мощности в нагрузке к подводимой к контуру мощности. Нетрудно показать, что hк=1- . В таблице 1.1 приведены ориентировочные значения приведенных добротностей Q' колебательных контуров передатчиков разной мощности Р~, работающих в диапазонах длинных, средних и коротких волн.

Представляет интерес оценка значений контурного тока Iк и реактивной мощности Рr в контуре, которые необходимы для правильного выбора его элементов. Из рис.1.43 следует, что Iк = Uк/r, где Uк= Ia1Rэ. Тогда Iк = Iа1Q', т.е. контурный ток в Q' раз больше питающей контур первой гармоники анодного тока. Реактивная мощность Рr= 0,5IкUк = 0,5 Q'Iа1Uк = Q'Р~1, где Р~1-выходная колебательная мощность генератора. Таким образом, реактивная мощность в контуре в Q' раз больше колебательной мощности генератора.

Таблица 1.1

КПД колебательных контуров при различной мощности передатчиков диапазонов KB, CB и ДВ.

Р~ , кВт

СВ и ДВ

КВ

100

0,95 - 0,98

0,9 - 0,95

25 –100

0,92 - 0,95

0,85 - 0,9

10 – 25

0,87 - 0,92

0,8 - 0,85

6 – 10

0,82 - 0,87

0,75 - 0,8

1 – 6

0,75 - 0,82

0,7 - 0,75


Фильтрация высших гармоник.

Каждому радиоканалу, а следовательно и передатчику, отводится определенный спектр рабочих частот. Все колебания, частота которых выходит за егопределы, являются побочными, они мешают работе соседних радиоканалов, телевизионному приему и т.п. Основной причиной появления побочных излучений передатчиков является работа генераторных ламп с отсечкой анодного тока, так как при этом анодный ток лампы помимо первой гармоники содержит и высшие гармоники, амплитуды которых зависят от формы импульса анодного тока и его угла отсечки (см. рис.1.3). Подавление высших гармоник осуществляет главным образом выходная колебательная система передатчика. Можно показать, что максимальное значение мощности n-ой гармоники рабочей частоты на входе антенного фидера с волновым сопротивлением W и КБВ на рабочей частоте и на n-ой гармонике, равными соответственно К1 и Кn, определяется выражением [4]:

Pnmax = ,

где Р1–мощность на рабочей частоте, α1 и αn–коэффициенты разложения косинусоидального импульса анодного тока лампы оконечного каскада соответственно для первой и n-ой гармоник; Кn– КБВ в фидере на n-ой гармонике. Коэффициент Smax выражается формулой:

,

он характеризует зависимость мощности высших гармоник на входе антенного фидера от КБВ в антенном фидере на рабочей честоте К1 и определяется структурой схемы колебательной системы и способом ее настройки. Φwn - коэффициент фильтрации n–ой гармоники, обеспечваемый выходной колебательной системой, который определяется при нагрузке оконечного каскада входным сопротивлением антенного фидера с волновым сопротивлением W и КБВ =1 и на рабочей частоте, и на ее высших гармониках. При этом коэффициент фильтрации Фw равен:

Фwn = : ,

где Ia1 и Ian - составляющие первой и n -ой гармоник анодного тока лампы, т.е. на входе колебательной системы, Iw1 и I wn - составляющие первой и n -ой гармоник в сопротивлении ее нагрузки, которое равно волновому сопротивлению антенного фидера W. Коэффициент Фwn определяется только частотной характеристикой выходной цепи передатчика и может быть представлен также формулой:

Фwn = ,

где Z21(w) и Z21(nw) - коэффициенты передачи четырехполюсника соответственно на рабочей частоте w и на частоте ее n -ой гармоники (рис.1.44).

Коэффициент фильтрации Фwn можно представить формулой:

Фwn= .

Здесь , где Rэ – эквивалентное сопротивление ламп оконечного каскада. Отношение определяется структурой схемы и настройкой конкретной колебательной системы. Рис1-42

Рис.1.44

Коэффициент Фwn одноконтурных колебательных систем пропорционален их добротности, а многоконтурных - произведению добротностей контуров, входящих в состав колебательной системы. Коэффициент фильтрации Фwn одиночного П-образного контура в n2 раз больше Фw простого параллельного контура (№1), по этой причине П-образный контур является составной частью почти каждой колебательной системы. Допустимый уровень мощности высших гармоник на входе антенного фидера установлен нормами на побочные излучения передатчиков в зависимости от их мощности и диапазона рабочих частот.

Важнейшей задачей проектирования колебательных систем является обеспечение требуемой фильтрации высших гармоник при возможно более высоком их КПД. Исследование зависимости КПД многоконтурной колебательной системы с заданным коэффициентом фильтрации Фwn от числа контуров показывает, что разница КПД одно- и двухконтурных систем весьма существенна, а при дальнейшем увеличении числа контуров КПД меняется незначительно. Практически, в широком интервале выходных мощностей использование колебательных систем с числом контуров более трех не имеет. Следует отметить, что фильтрация высших гармоник многоконтурной системы зависит от методики ее настройки. Полный расчет колебательной системы при требуемом значении входного сопротивления (т.е. Rэ ламп оконечного каскада) и заданных колебательной мощности Р~1 и параметрах антенного фидера, т.е. его волнового сопротивления W и КБВ на рабочей частоте и на n -ой гармонике, К1 и Кn, производится на ЭВМ.

1.14.2. Широкополосные колебательные цепи генераторов

Использование широкополосных колебательных систем позволяет решить многие важные задачи. Так, генераторы без резонансных контуров, не содержат перестраиваемых элементов, что упрощает и ускоряет процесс смены рабочей частоты передатчика, что существенно при дистанционном управлении передатчиком, повышает его надежность и удешевляет его эксплуатацию. Генераторы принято считать широкодиапазонными, если коэффициент перекрытия по частоте kf = > 1,8 - 1.9, при этом колебательные системы не подавляют высших гармоник анодного тока. В маломощных предварительных каскадах, построенных по однотактной схеме, АЭ должны работать в режиме колебаний класса А. В мощных каскадах для улучшения энергетических показателей генераторы строят по двухтактной схеме, при этом АЭ работают в режиме колебаний класса В. Выходные и межкаскадные цепи широкодиапазонных генераторов должны быть построены так, чтобы режим работы АЭ не изменялся в заданной полосе рабочих частот Dw = wв - wн. Эти цепи должны трансформировать нагрузочные сопротивления с учетом межэлектродных емкостей и индуктивностей выводов АЭ в активное сопротивление требуемой величины, обеспечивающей оптимальный режим их работы.

Широкополосные усилители на электронных лампах

В ламповых усилителях высокой частоты в тех случаях, когда относительная полоса частот неширока: при £ 0,1¸0,15, где Df = fmax-fmin , а fср -средняя частота диапазона fср = (fmax+fmin)/2, применяют резонансное усиление с одним LC-контуром, имеющим достаточно низкую добротность, либо с цепочкой из нескольких связанных настроенных контуров: как известно, многоконтурная система обладает более равномерной частотной характеристикой, причем, относительная полоса пропускания определяется главным образом добротностью последнего (нагрузочного) контура. Применяют также апериодические усилители с коррекцией (например, реостатно-дроссельные). В таких усилителях используют специальные пентоды с малой выходной емкостью и большой крутизной. На частотах до 30-60 МГц для усиления широкой полосы частот используют усилители с распределенным усилением (УРУ), называемые также усилителями с бегущей волной (УБВ). Маломощные УРУ строятся, как правило, однотактными, их основная задача - усиление напряжения. Когда диапазон УРУ больше октавы (т.е. больше двукратного), для подавления высших гармоник в анодной цепи нельзя использовать неперестраиваемые фильтры, поэтому лампы усилителя должны работать в режиме колебаний класса А, и их КПД крайне низок - менее 20%. Принципиальная схема УРУ, изображена на рис.1.45.

Рис1-43

Рис.1.45

N ламп усилителя подключены к двум искусственным линиям, составленным из однотипных звеньев типа k или m,- анодной - с волновым сопротивлением Wа, и сеточной - с волновым сопротивлением Wс (обычно Wс < Wа). Межэлектродные емкости ламп входят в состав звеньев искусственных линий. Обе линии согласованы. Фазовая скорость волны в них одинакова, т.е. LаCс = LаCс. Усиливаемый сигнал поступает на вход сеточной линии. Для обеспечения режима бегущей волны она нагружена балластным резистором Rс = Wс. Чтобы амплитуды возбуждения Ucm всех ламп были приблизительно одинаковыми, затухание сеточной линии должно быть малым, для этого все лампы должны работать без тока управляющей сетки. Мощность, потребляемая от источника возбуждения Рвозб=0,5 . К концу анодной линии подключена нагрузка R н, а к ее началу - балластный резистор Rб=R н=Wа. Анодный ток каждой лампы в точке подключения разветвляется в линии на две части, образуя прямые волны, бегущие направо к R н, и обратные, бегущие налево - к R б. Поскольку фазовые скорости в анодной и сеточной линиях одинаковы, анодные токи ламп в нагрузке R н синфазны, они арифметически складываются и выделяют на нагрузке половину мощности, развиваемой лампами:Р~1=0,5 , где Ia1 и Uан - анодный ток лампы и амплитуда переменного напряжения на нагрузке, равная амплитуде переменного напряжения на аноде последней лампы: UаN= N×SсрUcmRн. Обратные волны от разных ламп распространяются в направлении балластного резистора Rб в разных фазах, зависящих от частоты, они "догоняют" друг друга. Половина мощности ламп, которая переносится обратными волнами, частично рассеивается в балластном резисторе Rб, а частично - на анодах ламп. Так как обратные волны достигают Rб с разными фазовыми сдвигами, зависящими от частоты, то и соотношение мощностей, рассеиваемых в Rб и на анодах ламп, также будет частотнозависимым.

Особенностью УРУ является то, что все лампы работают в разных режимах. Поскольку амплитуда переменного напряжения на аноде n-ой лампы определяется суммой токов: Uаn= 0,5n×Ia1Rн = 0,5n×Sср Ucm R н, где n - номер лампы, то на аноде последней лампы (при n = N) она максимальна. С уменьшением n амплитуда переменного напряжения Uаn на анодах ламп уменьшается, и если режим последней лампы – критичесеий, то все остальные лампы работают в недонапряженном режиме. Во избежание этого анодную линию делают неоднородной: ее волновое сопротивление к началу линии ступенчато увеличивается, при этом амплитуды переменного напряжения на анодах ламп увеличиваются, и их режим приближается к критическому. Из-за увеличения волнового сопротивления к началу анодной линии при распространении обратных волн в анодной линии на "стыках" образуются отраженные волны, в результате обратные волны превращаются в прямые, которые складываются с прямыми волнами. Закон изменения волнового сопротивления анодной линии может быть выбран так, что в ней будут существовать только прямые волны, и амплитуды переменного напряжения на анодах ламп будут одинаковыми. При этом в резисторе Rб не будет необходимости. Мощность ламповых УРУ достигает единиц киловатт при полосе частот как меньше, так и больше октавы - до трех октав. В современных УРУ используют специально разработанные для них тетроды мощностью от десятков Вт до нескольких кВт, работающие в левой области статических характеристик, т.е. без токов управляющей сетки, обладающие уменьшенной выходной емкостью и большим током эмиссии. В мощных передатчиках УРУ используют в предварительных каскадах и даже в предоконечных каскадах мощных (несколько сотен киловатт) радиовещательных передатчиков с анодной модуляцией. Достоинствами УРУ является их надежность: при большом числе звеньев (а их бывает от 6 до 10) выход из строя одного, или даже нескольких из них, мало сказывается на выходной мощности и коэффициенте усиления. Кроме того, выходная мощность мало зависит от величины Rн: УРУ могут работать на линию с КБВ порядка 0,3-0,5. Мощные УРУ (единицы кВт) строят по двухтактной схеме, где лампы работают в недонапряженном режиме с углом отсечки 900, при этом их КПД достигает 50-55%.

Широкополосные усилители на транзисторах

Транзисторные широкополосные усилители существенно отличаются от ламповых. Из-за относительно низких значений нагрузочных сопротивлений транзисторов шунтирующее действие их выходной (коллекторной) емкости начинает сказываться при частотах выше 50МГц. Однако, из-за низких нагрузочных сопротивлений и, главным образом, из-за низких входных сопротивлений сильно сказываются индуктивности базового и, в первую очередь, эмиттерного выводов. Наконец, уже при частотах выше 10 МГц проявляется инерционность транзистора - с ростом частоты снижается его коэффициент усиления. По этим причинам УРУ в широкодиапазонных транзисторных усилителях не используют. Межкаскадные цепи связи строят с применением широкодиа-пазонных трансформаторов и дополнительных RLC-цепей, корректирующих АЧХ усилителя. Из-за относительно низких значений нагрузочных сопротивлений транзисторов шунтирующее действие их выходной (коллекторной) емкости начинает сказываться при частотах выше 50МГц

Для оценки диапазонных свойств коллекторной цепи широкополосного транзисторного генератора используют параметр a1 [1] (рис.1.46а):

a1 = wвСк Rэ = wвСк Rн (1.26),

При a1< 0,1-0,2, влиянием емкости Ск можно пренебречь. Если a1 больше этих значений, в схему включают дополнительные элементы L2 и C3, образуя фильтр нижних частот. Каждому значению a1 соответствуют вполне определенные оптимальные значения коэффициентов a2 = и a3 =wвС3Rн, которые табулированы. При этом в полосе частот 0-fв входное сопротивление Zвх=Rн= RЭ. Чем больше a1, тем больше отклонение величины входного сопротивления фильтра в полосе прозрачности от заданного значения. При a1> 0,5 -1,0 следует либо уменьшить Rн (при заданных Ск и wв), либо при небольшом коэффициенте перекрытия по частоте (kf < 3-5) перейти к полосовому фильтру (рис.1.46б), для которого параметр a1п равен:

a1п = (wв -wн1Rн = (wв- wн1Rэ. (1.27)

Из (1.26) и (1.27) видно, что a1п < a1 в раз. Для расчета полосовой цепи вычисляют величины a2п= и a3п= (wв -wн3Rн, которые находят из таблиц по значению a1п. Дополнительные элементы L1, C3 и L3, образующие параллельные и последовательный контура, рассчитывают из условия их настойки в резонанс при частоте w0= . Следует заметить, что переход к полосовой схеме не только не усложняет схему, но даже ее упрощает, так как индуктивность L1 используют в качестве блокировочной индуктивности Lбл, а емкость C2 - в качестве разделительной емкости Cр (рис.1.46в).

Рис1-44

Рис.1.46

Кроме того, полосовая цепь позволяет осуществлять дополнительную трансформацию сопротивления (при Rэ ¹ Rн), не ухудшая ее полосовых свойств.