13.1. Задача синхронизации
Специфика приемника широкополосного сигнала проявляет себя главным образом в операции сжатия спектра, требующей точного синхронизма местной широкополосной опоры с ПРС-кодом принятого сигнала. Начальная (например, при первичной активации приемника) расстройка локального эталона по времени и частоте относительно принятого сигнала может оказаться достаточно большой. К числу факторов, обуславливающих подобное рассогласование, относятся автономность эталонов передающей и приемной сторон, широкий диапазон вариаций расстояния от передатчика до приемника, доплеровский сдвиг частоты, вызванный их взаимным движением и пр. Таким образом, связанные с синхронизацией действия приемника состоят в предварительной (до демодуляции данных) подстройке собственной сужающей опоры за счет измерения и компенсации указанного рассогласования. При этом в широкополосных системах требования к точности подобной синхронизации особенно высоки, так как при временном рассогласовании между ПРС-кодом и местной сжимающей опорой порядка длительности чипа или более никакого сжатия спектра, а значит, и последующей правильной демодуляции не произойдет. Имея это в виду, сосредоточим внимание на точном измерении запаздывания (или фазы кода) приходящего сигнала.
Можно видеть, что с теоретической точки зрения в задаче синхронизации по времени нет ничего нового: для согласования локальной опоры с принятым сигналом следует лишь измерить временной сдвигt принятого сигнала относительно местного генератора. Затем, если необходимо, генератор приемника может быть скорректирован по времени и, тем самым, синхронизирован с принятым сигналом. В силу правила МП оптимальный измеритель должен формировать оценку 
этого параметра как запаздывание, максимизирующее корреляцию
опорной копии расширяющего сигнала 
с наблюдением 
. Если же начальная фаза сигнала случайна и не содержит информации об измеряемом значении 
, аналогичная процедура производится относительно корреляций комплексных огибающих наблюдения и сдвинутых во времени копий расширяющего сигнала:
.
Одним вариантом реализации данного алгоритма служит структура с согласованным фильтром (СФ), воспроизводящая 
в реальном времени:
а также детектор огибающей (ДО) и решающее устройство (РУ), фиксирующее момент достижения максимума напряжением на его входе. В реальном времени этот момент смещен относительно оценки на известную величину длительности сигнала 
(см. рисунок ).
В плане технического воплощения эта схема применительно к широкополосному сигналу большой длины может оказаться, однако, не лучшим выбором, требуя выполнения 
операций суммирования в течение длительности одного чипа. При достаточно большом значении выигрыша от обработки и широкой полосе 
данное условие может привести к чрезмерным требованиям к быстродействию цифрового фильтра.
Для преодоления упомянутой реализационной проблемы на практике процедура временного оценивания в широкой зоне неопределенности часто выполняются в виде двух последовательных этапов. Задачей первого из них, называемого поиском (кода), является грубое измерение нужного параметра и выдача его предварительной оценки для инициализации второго этапа, называемого автосопровождением или слежением. Этот второй этап, обычно выполняемый специальными петлями слежения за кодом, вырабатывает точные временные оценки, которые далее напрямую используются местным эталоном для сведения сжимающей опоры с ПРС-кодом принятого сигнала. Однако, для «втягивания» в состояние слежения схема автосопровождения нуждаются в первичных целеуказаниях, например, в знании временного положения принятого сигнала с точностью до длительности чипа или около того.
13.2. Поиск сигнала (кода)
Рассмотрим систему с прямым расширением спектра, в которой приемной стороне постоянно доступен «чистый» (не модулированный потоком данных 
) расширяющий сигнал. Для многих реальных ситуаций подобное предположение является вполне оправданным благодаря наличию специального пилотного канала, способствующего установлению синхронизации.
Пусть вычисление корреляции или 
осуществляется с помощью коррелятора, а не согласованного фильтра. Одиночный коррелятор способен вычислить за один раз только единственное значение корреляции наблюдения и местной копии сигнала, имеющей некоторый конкретный временной сдвиг, так что измерение рассогласования во времени может быть выполнено только последовательно. Если уровень корреляции мал (ниже некоторого установленного порога), то поисковая система изменяет величину задержки сигнальной копии и переходит к проверке следующей корреляции. Подобные операции продолжаются до тех пор, пока величина задержки сигнальной копии не приблизиться к истинному значению, что обеспечит высокий (превышающий порог) уровень корреляции. Данная стратегия получила название последовательного поиска и для видеосигнала 
может быть реализована структурой, показанной на рисунке слева. Если же рассматривается радиосигнал со случайной фазой, то операция умножения в корреляторе осуществляется над комплексными огибающими и перед подачей на вход решающего устройства результат интегрирования берется по абсолютной величине. Для каждого значения решающее устройство сравнивает текущую корреляцию с порогом, а затем либо сигнализирует об окончании поиска и установлении истинного значения задержки в опорном сигнале в случае превышения порога, либо предписывает местному генератору увеличить фазу реплики на его выходе и перейти к следующей попытке с обновленным значением .
Иллюстрацией упомянутым шагам поиска служит следующий рисунок, на котором приведены диаграммы, отвечающие последовательному поиску периодического расширяющего кода 
с 
в условиях пренебрежимо малого уровня шума и при интервале интегрирования, равном одному периоду (в реальных системах этот интервал может быть как меньше, так и больше величины 
).
Серьезным недостатком этого метода является большое время, затрачиваемое на последовательно вычисляемые корреляции. Действительно, по сравнению со стратегией на основе согласованного фильтра время, затрачиваемое на последовательную процедуру, увеличивается примерно в число шагов раз. В свою очередь число шагом равно или больше интервала неопределенности 
, так что полное время поиска может быть грубо оценено как
,
где 
– время интегрирования (анализа) на шаг процедуры, а 
– аналогичная характеристика, выраженная в числе длительностей чипа 
.
Пример 13.2.1. Как правило, в широкополосных системах отношение сигнал-шум на чип достаточно мало. Характерным может считаться значение в 
дБ. В то же время для обеспечения надежности в принятии решения отношение сигнал-шум на входе РУ должно быть порядка 10 дБ. Последнее означает, что интегрирование осуществляется на интервале в 
чип. При типичной длительности чипа 
мксек и числе шагов процедуры поиска 
получаем, что 
сек, которое, конечно, нельзя считать допустимым.
Существуют различные методы ускорения процедуры поиска. Наиболее употребляемой является стратегия, сочетающая комбинацию последовательного анализа в ячейке (т.е. при конкретном значении t) с последовательно-параллельной схемой поиска. Первый термин означает, что анализ в каждой ячейке осуществляется за несколько (как правило, два) этапов. На первом из них достаточно низкий порог гарантирует малую вероятность пропуска сигнала, несмотря на малое время анализа 
. В то же время вероятность ложной тревоги оказывается значительно больше той, что была бы приемлема в ранее описанном одноэтапном методе. Благодаря сокращенному времени анализа ложные ячейки в среднем просматриваются быстро, однако довольно многие из них (до 10% и даже более) принимаются за истинные. Для отсеивания ложных ячеек, ошибочно признанных истинными на первом этапе, организуется второй этап с гораздо большей надежностью, чем первый. Это достигается соответствующим выбором параметров: большего времени анализа 
и более высокого порога, обеспечивающих полные (совместно с первым этапом) вероятности ошибок на ячейку, необходимые для получения требуемой вероятности правильного завершения поиска. Подобный подход обеспечивает выигрыш во времени поиска в 
раза.
Второй термин означает использование в процедуре поиска набора параллельных корреляторов, работающих автономно и сканирующих каждый свою часть области неопределенности. В этом случае исходная зона поиска попросту разбивается на 
подобластей, каждая из которых включает 
ячеек, где – число параллельных корреляторов, и соответственно время поиска уменьшается в раз. Последовательно-параллельные схемы весьма характерны для реального оборудования и особенно эффективны при наличии таких аппаратных узлов, которые, присутствуя в приемнике по необходимости, в ходе поиска свободны от своей основной нагрузки.
13.3 Слежение за сигналом
После завершения процедуры поиска вырабатывается грубая оценка временного запаздывания ПРС-кода принятого сигнала с ошибкой в пределах долей длительности чипа. Для достижения точного синхронизма местной широкополосной опоры (сигнала сжатия) с принятым сигналом и поддержания его в течение всего последующего сеанса приема сообщения используется схема автоподстройки по задержке (АПЗ) (иначе, петли автоподстройки по времени). С ее помощью осуществляется непрерывное измерение временного рассогласования принятого и опорного сигналов и подстройка местного генератора в направлении уменьшения ошибки, т.е. производит слежение за сигналом.
Рассмотрим наиболее типичную схему АПЗ, называемую ранней–поздней, основанную на сравнении корреляций принятого сигнала с двумя разделенными по времени промежутком 
копиями: поздней 
и ранней 
(для простоты анализу подлежат видеосигналы):
.
Очевидно, что усреднение этих величин даст отсчеты АКФ сигнала расширения спектра:
.
Определим сигнал ошибки как
и отметим, что его среднее
,
есть разность двух копий АКФ, сдвинутых по на величину . В результате получаем зависимость усредненного сигнала ошибки от рассогласования между принятым и опорным сигналами, описываемую дискриминационной кривой, которая представлена слева на следующем слайде для случая 
. Ранняя и поздняя копии 
показаны на рисунке пунктирными, а дискриминационная кривая – сплошной линией.
Вид этой характеристики непосредственно определяет структуру схемы АПЗ с ранним и поздним стробами. Она отличается от стандартной петли слежения за фазой только способом выработки сигнала ошибки. Генератор опоры формирует раннюю и позднюю 
копии сигнала, которые могут быть считаны с двух разрядов регистра сдвига, разнесенных еще на один разряд (в случае использования 
–последовательности дополнительного сдвигающего регистра не требуется, поскольку данная последовательность формируется РСЛОС). После очистки от шумов в фильтре петли для приближения к среднему значению сигнал ошибки подается на генератор управляемый напряжением (ГУН). Последний увеличивает частоту опорного генератора, если временное рассогласование положительно (опорный сигнал отстает от принимаемого сигнала), и уменьшает ее в случае отрицательного (когда опора опережает). Понятно, что в стационарном режиме схема АПЗ удерживает сигнал ошибки близким к нулю, обеспечивая синхронизм между локальной опорой и принятым сигналом. Структура данной версии АПЗ приведена на рисунке следующего слайда. Отметим, что в рассматриваемом варианте кодовую копию , синхронизированную с входным сигналом и необходимую для сжатия спектра, можно считать с разряда, разделяющего раннюю и позднюю опоры.
Если петля фазовой автоподстройки частоты в приемнике предварительно синхронизирована с несущей принимаемого сигнала, так что радиосигнал может быть когерентно трансформирован в свой видеочастотный эквивалент, то рассмотренную схему АПЗ можно использовать и применительно к радиосигналу. По этой причине ее нередко называют когерентной. В ситуациях, когда предварительная фазовая синхронизация неосуществима или нецелесообразна, можно использовать некогерентную схему АПЗ, основанную на сравнении квадратов модулей двух корреляций. Последние вычисляются между наблюдаемой комплексной огибающей 
и комплексными огибающими двух опор, являющихся, как и прежде, ранней и поздней копиями кода сигнала.
