3.1. Колебательные мощности при амплитудной модуляции

3.2. Модуляционные характеристики

3.3. Методы осуществления АМ

3.3.1. Амплитудная модуляция при постоянном анодном напряжении

3.3.1.1. Модуляция на управляющую сетку

3.3.1.2. Модуляция на экранную сетку

3.3.1.3. Модуляция на антидинатронную сетку

3.3.2. Амплитудная модуляция при меняющемся анодном напряжении

3.3.2.1. Анодная модуляция

3.3.2.2. Двойная анодная модуляция

3.3.2.3. Тройная модуляция

3.3.2.4. Модуляторы при анодной модуляции

3.3.2.5. Анодноэкранная модуляция

3.3.3. Амплитудная модуляция в схеме с заземленной сеткой

3.3.3.1. Модуляция изменением сеточного смещения

3.3.3.2. Модуляция возбуждением усиление модулированных колебаний (УМК)

3.3.3.3. Анодная модуляция

3.3.4. Динамическое управление уровнем несущей частоты (ДУН) в передатчиках с амплитудной модуляцией

3.4. Методика расчета ламповых генераторов с амплитудной модуляцией

3.4.1. Сеточная модуляция

3.4.1.1. Модуляция изменением смещения на управляющей сетке

3.4.1.2. Модуляция изменением амплитуды напряжения возбуждения, или усиление модулированных колебаний (УМК)

3.4.2. Анодная модуляция

3.4.2.1. Двойная анодная модуляция

3.4.2.2. Тройная анодная модуляция

3.4.2.3. Анодная модуляция в схеме с заземленной сеткой

3.4.3. Анодноэкранная (АЭ) модуляция

3.5. Амплитудная модуляция транзисторных генераторов

3.5.1. Базовая и эмиттерная модуляции смещением

3.5.2. Базовая модуляция возбуждением (УМК)

3.5.3. Коллекторная модуляция

3.5.4. Анализ и метод расчета двойной коллекторной модуляции

3.5.5. Расчет транзисторного генератора с тройной модуляцией

Рис.3.1

При амплитудной модуляции  амплитуда высокочастотных колебаний частоты w изменяется по закону низкочастотного сигнала информации. При модуляции косинусоидальным сигналом одной низкой частоты W высокочастотные колебания с АМ описываются выражением:

i=I_н (1+ m cosWt ) cos wt ,

где I_н амплитуда тока высокой (несущей) частоты w в отсутствие модуляции, m = глубина модуляции (рис.3.1). Это выражение можно представить в виде:

i = I_н cos wt + [ cos (w +W )t+cos (w W)t ] , (3.1 )

откуда следует, что при амплитудной модуляции радиосигнал представляет собой колебания трёх высоких частот: несущей частоты w и двух боковых w +W и w W (рис.3.2а). Во время модуляции амплитуда колебаний несущей частоты остается постоянной, а амплитуды колебаний боковых частот пропорциональны глубине модуляции m и не превышают I_н/2 (при m=1). При модуляции сигналом, занимающим полосу частот DW =W_max W_min , где W_max – самая высокая модулирующая частота, а W_min – самая низкая, ширина спектра, занимаемая радиосигналом, равна 2W_max  (рис. 3.2б) .

Рис.3.2

3.1. Колебательные мощности при амплитудной модуляции

У колебаний, модулированных по амплитуде, различают следующие средние мощности:

1. Средняя мощность за период высокой частоты в отсутствие модуляции. Это мощность в режиме несущей частоты, или в режиме молчания, она равна:

Р_н = 0,5 R _э . (3.2)

2. Средняя мощность за период высокой частоты w во время модуляции. Величина этой мощности меняется в соответствии с амплитудой модулирующего сигнала звуковой частоты W:

Р_~ = ,

откуда

P_~=P_н(1+mcosWt)²

В момент, когда амплитуда модулированных колебаний достигает максимального значения I_max=I_н(1+m) (при cosWt=1), мощность высокочастотных колебаний будет максимальной:

Р_max= P_н(1+m)² , (3.3)

а при I_min =I_Н (1m) (при cosWt=1) минимальной:

P_{min =} P_н (1m)².

3. Мощность высокочастотных колебаний, средняя за период звуковой частоты W, или мощность в телефонном режиме, она равна:

Р_t=Р_н ,

откуда

Р_t =Р_н (1+ 0,5m²), (3.4)

т.е. на передачу собственно сигнала информации расходуется мощность

Р_инф=0,5m²P_н

Легко видеть, что при m=1 Р_max =4Р_н. При средней глубине модуляции m=m_ср=0,3 мощность Р_инф=0,05Р_н. Так, при Р_н= 100 кВт P_max=400 кВт, а Р_инф=5 кВт!

3.2. Модуляционные характеристики

Для осуществления неискаженной модуляции необходимо, чтобы форма огибающей модулированных высокочастотных колебаний возможно точнее воспроизводила форму низкочастотных колебаний информации. Качественные показатели модуляции характеризуют модуляционные характеристики, статические и динамические. Статические модуляционные характеристики либо рассчитывают, используя статические характеристики лампы, либо снимают по точкам в отсутствие модулирующего напряжения. При модуляции генератор должен работать на линейном участке статической модуляционной характеристики, которая здесь представляет собой зависимость первой гармоники анодного тока от модулирующего напряжения. Однако, выполнение этого требования недостаточно, поскольку в реальных условиях модуляция осуществляется широким спектром частот сигнала информации, поэтому для суждения о качестве модуляции необходимы также динамические характеристики, амплитудная и частотная. Амплитудная динамическая модуляционная характеристика представляет собой зависимость глубины модуляции m от модулирующего напряжения при постоянной модулирующей частоте F. Частотной динамической модуляционной характеристикой является зависимость глубины модуляции m от модулирующей частоты F при постоянной амплитуде модулирующего напряжения. На нижних модулирующих частотах на форму этой характеристики влияет только модулятор, представляющий собой широкополосный усилитель низкой частоты. Причиной искажений на верхних модулирующих частотах может быть как модулятор, так и генератор из-за неправильно выбранных блокировочных элементов в его схеме, а также из-за неточной настройки его анодного контура.

3.3. Методы осуществления АМ

АМ осуществляют изменением напряжения на одном или на нескольких электродах лампы модулируемого каскада. Как правило, задающий генератор не модулируют (за исключением однокаскадных СВЧ и импульсных передатчиков), так как изменение режима автогенератора неизбежно приводит к нестабильности частоты автоколебаний. Методы осуществления АМ могут быть разделены на две группы.

В первую группу входят методы, при которых напряжение Е_а на аноде лампы модулируемого каскада во время модуляции остается постоянным. К этой группе относятся все разновидности сеточной модуляции модуляция на управляющую сетку, модуляция на экранную сетку и модуляция на антидинатронную сетку. При всех видах сеточной модуляции линейная зависимость первой гармоники анодного тока от модулирующего напряжения – модуляционная характеристика – возможна только при работе генераторной лампы модулируемого каскада в недонапряженном режиме. Генераторная лампa должна быть выбрана на максимальную мощность (3.3), т.е. Р_ном.л.=Р_max/η_к= P_н(1+m)²/ η_к, где η_к КПД анодного контура. Как видно из (3.5), при m=1 и cредней глубине модуляции m_ср=0.3 на передачу сигнала расходуется мощность в 40 раз меньшая мощности лампы в максимальном режиме. Электронный КПД во время модуляции здесь изменяется, при этом его средняя величина невелика. В самом деле, КПД во время модуляции h_t=Р_~t /Р_0t. Величина Р_~t определяется (3.4) при m=m_ср, а подводимая к генераторной лампе мощность изменяется во время модуляции от Р_0max = Р_0н (1+m) до P_0min= Р_0н (1m), и при постоянном анодном напряжении Е_а в среднем она остается такой же, как в режиме несущей частоты, т.е. Р_0t @ Р_0н. Так как Р_н=P_max/(1+m) ², a P_0н = P_0max/(1+m) , то:

h_tср= h_max (1+0,5m²_cр)/(1+m), (3.5)

т.е. он приблизительно вдвое меньше, чем в максимальном режиме.

Ко второй группе относятся методы, при которых анодное напряжение Е_а в процессе модуляции изменяется по закону модулирующего сигнала. Это анодная и анодноэкранная модуляции. Здесь линейная зависимость I_a1=f(E_a) имеет место только при работе генераторной лампы в перенапряженном режиме (см. п.1.7.3). Лампу выбирают на мощность P_номл= P_{~ н} (1+m)/ η_к, то есть в (1+m) раз меньше, чем в предыдущем случае, так как здесь в максимальном режиме напряжение на аноде в (1+m) раз больше, чем в режиме несущей частоты, оно равно Е_amax=E_н(1+m). Электронный КПД η во время модуляции не изменяется и остается равным h_max, поскольку h = 0,5 x, где x= U_к/Е_а =I_a1R_э/Е_а – коэффициент использования лампы по анодному напряжению, который при линейной зависимости I_a1=f(E_a) во время модуляции остается постоянным.

3.3.1. Амплитудная модуляция при постоянном анодном напряжении

Расчет генераторной лампы при амплитудной модуляции производится всегда в максимальном режиме, т.е. на мощность Р_maxрасч =Р_{max зад}/h_к, где h_к КПД анодного контура. Как было показано выше, на эту же мощность должна быть выбрана и генераторная лампа. Потери на электродах лампы рассчитывают только в долговременных режимах модуляции, т.е. либо в режиме несущей частоты, либо в телефонном режиме. Мощность рассеяния на аноде в режиме несущей частоты равна:

Р_ан = Р_0н Р_~н , (3.6)

а в телефонном режиме:

Р_аt= Р_0t Р_~t= Р_0н Р_~н (1 + 0,5m_ср²) , (3.7)

так как здесь Р_0t = Р_0н.

Таким образом, в режиме несущей частоты потери на аноде больше, поэтому при тех видах амплитудной модуляции, где анодное напряжение постоянно, потери на аноде рассчитывают в режиме несущей частоты.

3.3.1.1. Модуляция на управляющую сетку

Существуют два вида модуляции на управляющую сетку: модуляция смещением и модуляция возбуждением. Первая осуществляется при постоянной амплитуде напряжения возбуждения U_gm изменением напряжения смещения E_g на управляющей сетке по закону модулирующего сигнала низкой частоты. При модуляции возбуждением напряжение смещения на управляющей сетке лампы остается постоянным, а по закону модулирующего сигнала изменяется амплитуда высокочастотных колебаний на ее управляющей сетке, поэтому этот вид сеточной модуляции носит название усиления модулированных колебаний (УМК).

Модуляция смещением

Здесь модулирующее напряжение низкой частоты действует в цепи управляющей сетки лампы вместе с исходным напряжением источника сеточного смещения E_gн (рис.3.3), т.е. напряжение на управляющей сетке во время модуляции равно Е_g=E_gн+U_gWcosWt. При этом изменяются и максимальное значение импульса анодного тока i_amax, и его угол отсечки q. В 1.7.2 было показано, что линейная зависимость первой гармоники анодного тока от напряжения смещения при постоянных напряжении на аноде и амплитуде возбуждения имеет место при работе генераторной лампы в недонапряженном или критическом режимах при условии, что угол отсечки анодного ток изменяется в пределах углов 60⁰ £ q £120⁰. Таким образом, в максимальном режиме угол отсечки анодного тока q должен быть равен 120⁰, а в минимальном 60⁰. Так как глубина модуляции m=(I_max I_min)/(I_max+I_min), то легко видеть, что линейная модуляционная характеристика при модуляции смещением возможна при глубине модуляции m £ 0,61, что является большим ее недостатком. Загиб в верхней части модуляционной характеристики возможен либо в случае, когда величина импульса анодного тока ограничена током эмиссии катода, либо при переходе лампы в режим колебаний класса А.

Рис.3.3

Расчет генератора в максимальном режиме начинают с вычисления коэффициента использования лампы по анодному напряжению в критическом режиме x_кр при угле отсечки анодного тока q=110120⁰, после чего принимают x=(0,981)x_кр и рассчитывают амплитуду напряжения на анодном контуре в максимальном режиме U_кmax, первую гармонику и постоянную составляющую анодного тока, I_a1max и I_a0max, эквивалентное сопротивление нагрузки лампы R_э, напряжение смещения на на управляющей сетке Е_gmax и амплитуду напряжения возбуждения U_gm. Для расчета сеточной цепи находят угол отсечки сеточного тока в максимальном режиме:

q_gmax = arccos( E_gmax/U_gm)

и максимальное значение импульса сеточного тока i_gmax, которое определяют по статическим характеристикам сеточного тока i_g =f(e_g) при e_amin = E_a U_кmax и e_gmax = Е_gmax+U_gm. Если статических характеристик нет, то в максимальном режиме, когда электронный режим лампы критический, принимают i_gmax @(0,15÷0,2)i_amax. Затем рассчитывают первую гармонику сеточного тока I_g1max=0,7a_1gi_gmax и мощность возбуждения P_g~ = 0,5I_g1maxU_gm. Постоянная составляющая сеточного тока в максимальном режиме равна I_g0max = 0,65a_g0 i_gmax . Для определения потерь на электродах лампы и для расчета модулятора необходим расчет режима несущей частоты. В анодной цепи подводимая мощность равна Р_0н=Р_0max/(1+m), колебательная мощность P_~н=Р_~max /(1+m)², а мощность рассеяния на аноде определяется формулой (3.6). Для расчета сеточной цепи в режиме несущей частоты следует воспользоваться формулой (1.12) для анодного тока в недонапряженном и критическом режимах:

I_a1= mU_gm/(a_iR_i+R_э)

В режиме несущей частоты I_a1н =I_a1max/(1+m), и коэффициент приведения в режиме несущей частоты a_i=(mU_gR_эI_a1н)/I_a1нR_i (m=1/D, а R_i=1/SD). По найденному из таблиц (см. Приложение 1) значению угла отсечки анодного тока в режиме несущей частоты q_н из формулы для косинуса угла отсечки анодного тока в режиме несущей частоты:

cosq_н = (E_{g н} E_g’) / (U_gm DI_a1н R_э)

находят значение напряжения смещения на управляющей сетке в режиме несущей частоты Е_gн. Описанная выше методика используется и для построения статической модуляционной характеристики I_a1=f(E_g), для этого задаются рядом значений первой гармоники анодного тока I_a1 в интервале от 0 до I_a1max, т.е. I_a1=0,8I_a1max, 0,6I_a1max и т.д., и для каждого из них находят значение напряжения смещения Е_g . Мощность рассеяния на управляющей сетке равна:

P_g= P_g~н P_{g0н ,}

где Р_g~н = 0,5I_g1нU_gm мощность возбуждения в режиме несущей частоты, а Р_g0н мощность, рассеиваемая в источнике сеточного смещения в режиме несущей частоты Р_g0= |E_{g н}|I_g0н. ЗдесьI_g1н и I_g0н соответственно первая гармоника и постоянная составляющая тока управляющей сетки в режиме несущей частоты: I_g1н =a_1gн i_gmaxн, I_g0н=a_g0нi_gmaxн, где i_gmaxн амплитуда импульса сеточного тока в режиме несущей частоты при остаточных напряжениях на аноде и на управляющей сетке соответсвенно равных e_aminн = E_aU_кн и e_gmaxн = E_gн +U_gm . Угол отсечки сеточного тока в режиме несущей частоты в общем случае определяется равенством q_gн = arccos(E_{g н} /U_gm ). Амплитуда модулирующeго напряжения равна U_gW =½E_gmax – E_gн½, или U_gW =½E_gmin– E_gн½, где E_gmin – напряжение смещения на управляющей сетке при I_а1= I_а1min = I_а1н(1– m). Мощность модулятотора определяется формулой:

Р_~W = 0,5U_gW I_gW ,

где I_gW=a_gWI_g0max составляющая звуковой частоты в сеточном токе, которая при изменении напряжения смещения во время модуляции изменяется со звуковой частотой, I_g0max постоянная составляющая сеточного тока в максимальном режиме. Нетрудно показать, что косинус угла отсечки q_gW постоянной составляющей сеточного тока i_gW равен:

cosq_gW = (U_gm |E_gн| ) / U_gW

Мощность модулятора при модуляции смещением невелика, что является её достоинством.

Нагрузкой модулятора является нелинейное входное сопротивление генераторной лампы, которое меняется во время модуляции при изменении напряжения смещения на сетке. Сеточный ток генераторной лампы представляет собой периодическую последовательность импульсов, которые появляются во время положительного полупериода модулирующего напряжения, когда напряжение на сетке становится положительным, поэтому период повторения импульсов равен периоду модулирующей звуковой частоты. Составляющие сеточного тока звуковой частоты и ее высших гармоник проходят через выходное сопротивление модулятора, при этом на нем создаются падения напряжения высших гармоник звуковой частоты, которые накладываются на модулирующее напряжение, искажая его форму. Во избежание нелинейных искажений необходимо, чтобы величина выходного сопротивления модулятора была как можно меньше. По этой причине в выходном каскаде модулятора используют катодные повторители, трансформаторные усилители с понижающим нагрузочным трансформатором и т.п. Цепь управляющей сетки генераторной лампы не должна содержать активных сопротивлений, если генераторная лампа работает с сеточным током.

При модуляции на управляющую сетку в экранированных лампах, тетродах и пентодах, необходимо иметь в виду, что питание экранной сетки должно быть от отдельного источника Е_g2 с малым внутренним сопротивлением. При питании экранной сетки от источника питания анода Е_а через гасящий резистор R_g2 остаточное напряжение на экранной сетке равно e_g2 = E_a R_g2I_g20 , где I_g2 постоянная составляющая экранного тока, которая при модуляции изменяется со звуковой частотой. Это изменение будет противодействовать модуляции и может явиться причиной искажений: при модуляции «вверх» одновременно с ростом анодного тока возрастает и ток экранной сетки, при этом остаточное напряжение на экранной сетке уменьшается, что препятствует возрастанию анодного тока. При одинаковой колебательной мощности токи управляющей сетки у экранированных ламп меньше, чем у триодов, поэтому требуется менее мощный модулятор. В этом преимущество экранированных ламп перед триодами.

Модуляция возбуждением

Сеточная модуляция возбуждением (усиление модулированных колебаний УМК), как и модуляция смещением, производится в недонапряженном режиме. Форма модуляционной характеристики при УМК зависит от угла отсечки анодного тока q. Из 1.7.1 следует, что линейная модуляционная характеристика имеет место при угле отсечки q=90⁰. Нетрудно показать, что при q<90⁰ происходит углубление модуляции, что может привести к увеличению уровня фона и т.п., поэтому значений угла отсечки q <90⁰ следует избегать. Расчет максимального режима при УМК производится так же, как при модуляции смещением. Угол отсечки анодного тока принимают равным 90⁰, при этом напряжение смещения на управляющей сетке равно напряжению запирания E_gmax= . Мощность рассеяния на управляющей сетке, как и при модуляции смещением, рассчитывают в режиме несущей частоты. Амплитуда возбуждения U_gmн и угол отсечки сеточного тока q_{g н} в режиме несущей частоты определяются формулами:

U_gmн = U_gmmax/(1+m),

q_{g н} = arccos( E_gmax/U_gmн ).

Амплитуду импульса сеточного тока находят по статическим характеристикам сеточного тока генераторной лампы при остаточных напряжениях на ее электродах в режиме несущей частоты: e_{amin н} = E_aU_кн и e_{gmax н} = E_gmax + U_gmн.

Если угол отсечки анодного тока в максимальном режиме q ≠ 90⁰, то при изменении амплитуды напряжения возбуждения U_gm в процессе модуляции угол отсечки q изменяется. Для расчета мощности рассеяния на сетке необходимо найти амплитуду напряжения возбуждения в режиме несущей частоты U_gmн, это позволит определить амплитуду импульса и угол отсечки сеточного тока в режиме несущей частоты и рассчитать мощность рассеяния на сетке. Первая гармоника анодного тока в режиме несущей частоты определяется выражением:

I_a1н= S_срн(U_gmн DU_кн) = (U_gmн DU_кн) = (U_gmн DU_кн),

где U_кн= I_a1нR_э, а a_iн коэффициент приведения импульса анодного тока при угле отсечки q_н. Косинус угла отсечки q_н в режиме несущей частоты равен:

соsq_н= .

Помножив числитель формулы для I_a1н на это выражение для соsq_н , а знаменатель – на соsq_н, получим, что

I_a1н = S(E_g E^’_g)α_iβ_1н

где β_1н зависящий от угла отсечки q_н табулированный коэффициент, который равен: b_1н= . Тогда

b_1н= .

С помощью ЭВМ по вычисленной величине b_1н находят значение угла отсечки анодного тока q_н в режиме несущей частоты и вычисляют амплитуду напряжения возбуждения в режиме несущей частоты U_gmн:

U_gmн = = .

Первую гармонику анодного тока можно представить формулой

I_a1н= ,

тогда

U_gmн=

Затем определяют остаточные напряжения на электродах лампы и угол отсечки сеточного тока q_gн в режиме несущей частоты и вычисляют мощность рассеяния на управляющей сетке – так, как это было описано выше.

3.3.1.2. Модуляция на экранную сетку

Модуляционная характеристика при экранной модуляции более линейна, чем при сеточной модуляции смещением. Однако, мощность модулятора при экранной модуляции значительно больше, чем при сеточной, поскольку ток экранной сетки намного больше тока управляющей сетки и раствор статической модуляционной характеристики намного шире, чем при сеточной модуляции. Как и сеточная модуляция смещением, экранная модуляция производится в недонапряженном режиме по экранной сетке. Косинус угла отсечки экранного тока в режиме несущей частоты определяется формулой:

сos q_g2н = (E'_g2н – E_g1)/U_gm,

где E'_g2н напряжение запирания по экранной сетке при Е_g2= E_g2н, которое определяется по статической характеристике экранного тока лампы.

Энергетические показатели генератора при этом виде модуляции такие же, как при модуляции на управляющую сетку.

3.3.1.3. Модуляция на антидинатронную сетку

Схема генератора с модуляцией на антидинатронную сетку приведена на рис.3.4. Ее особенности обусловлены тем, что линейная модуляционная характеристика возможна лишь в области отрицательных значений напряжения на антидинатронной сетке E_g3, где ток антидинатронной сетки I_g3 отсутствует. Режим лампы по управляющей и особенно по экранной сетке – перенапряженный (рис.3.5), модуляция осуществляется за счет перераспределения катодного тока между анодом и сетками (в основном, экранной). Во избежание их перегрева используют комбинированную модуляцию на антидинатронную сетку.

Рис.3.4.

Для этого в цепи управляющей и экранной сеток включают активные сопротивления, обеспечивающие автоматическую модуляцию по этим сеткам. Величину сопротивления резистора R₁ в цепи управляющей сетки принимают равнойR₁=(0,3¸0,5)|E_gmax|/I_g0max, где Е_gmax напряжение смещения на управляющей сетке в максимальном режиме, а I_g0max постоянная составляющая сеточного тока в максимальном режиме. Сопротивление резистора в цепи экранной сетки R₂ =(0,1¸0,5)E_g2max/I_g20max, где E_g2max напряжение на экранной сетке в максимальном режиме, I_g20max @ 0,2I_a0max постоянная составляющая экранного тока в максимальном режиме; здесь I_a0max постоянная составляющая анодного тока в максимальном режиме. Напряжения на управляющей и на экранной сетках равны:

E_g1= E_{g вн} – R₁I_g0 ,

E_g2= E_g2вн – R₂I_g20 ,

где E_gвн и E_g2вн напряжения источников напряжения смещения на управляющей сетке и питания экранной сетки.

Энергетические соотношения при модуляции на антидинатронную сетку такие же, как при модуляции на управляющую сетку. Расчет режима максимальной мощности производится в критическом режиме. Оптимальный угол отсечки анодного тока в максимальном режиме q = 70¸80⁰. Потери на экранной сетке проверяют в режиме несущей частоты, при этом постоянную составляющую экранного тока принимают равной I_g20н » 0,25I_a0max.Тогда напряжение на экранной сетке в режиме несущей частоты E_g2н= E_g2max 0,25I_a0maxR₂. Потери на управляющей сетке проверяют также в режиме несущей частоты: P_gн= P_g~н P_g0н , где P_g~н = 0,5U_gmI_g1н мощность возбуждения в режиме несущей частоты, a P_g0н=|E_gвн|I_g0н + R₂I²_g0н. Составляющие сеточного тока в режиме несущей частоты определяются формулами:

I_g1н= 0,5(I_g1max+I_g1min)

и

I_g0н=0,5(I_g0max+I_g0min) ,

т.е. для их нахождения требуется расчет минимального режима модуляции. Однако, можно принять, что I_g1min»2I_g1max и I_g0min»2I_g0max. Мощность, необходимая для возбуждения генератора, должна быть рассчитана в минимальном режиме, так как в этом режиме ток управляющей сетки имеет максимальное значение.

Р_g~возб=0,5U_gmI_g1min

Модулятор при пентодной модуляции практически не потребляет мощности, от него требуется лишь обеспечение необходимой амплитуды модулирующего напряжения в цепи антидинатронной сетки, что является большим преимуществом этого вида модуляции. При глубине модуляции m=1 эта амплитуда должна быть равна:

U_g3W = 0,5(E_g3max+E_g3min),

где E_g3max=0, a E_g3min= E_a/m_g3 (m_g3 коэффициент усиления по антидинатронной сетке, величина которого приводится в справочниках по лампам).

Рис. 3.5

3.3.2. Амплитудная модуляция при меняющемся анодном напряжении

3.3.2.1. Анодная модуляция

При анодной модуляции на аноде лампы действуют напряжения источника анодного питания Е_а и низкочастотное модулирующее напряжение U_W, поступающее с выхода модулятора, включенного последовательно с источником питания (рис.3.6),

Рис.3.6

поэтому во время модуляцииподводимая к аноду мощность равна:

Р_оt= Е_аoнI_aoн + 0,5mU_онmI_он =Р_0нг+0,5m²Р_0нг,

где m= I_aW/I_aн глубина модуляции. Из этой формулы видно, что мощность модулятора Р_~м = 0,5m² P_онг = 0,5m²P_~нг /h_г , здесь h_г КПД генератора. При m=1 и

h_г=0,7 мощность модулятора Р_~м=0,7Р_~г , т.е. величина мощности модулятора при анодной модуляции того же порядка что и мощность генератора в режиме несущей частоты. Мощность, подводимая к анодной цепи модулятора, равна:

Р_0м = 0,5m²Р_~нг /h_г/h_м ,

где h_м КПД модулятора. Так как проницаемость D генераторных ламп мала у триодов она порядка 10², то в недонапряженном режиме суммарный ток практически не зависит от анодного напряжения, поэтому глубокая у триодов она порядка 10², то в недонапряженном режиме суммарный ток практически не зависит от анодного напряжения, поэтому глубокая анодная модуляция возможна только в перенапряженном режиме (см.1.7), при этом модуляционная характеристика, которой здесь является зависимость I_a1=f(Е_а), практически линейна за исключением небольшого участка в самом её начале (рис.3.7, сплошные линии).

Рис.3.7

Расчет генератора начинают с максимального режима, где Р_~max= Р_н(1+m)² /η_к . Как было показано в 3.3, требуемая мощность генераторной лампы Р_~л=Р_~max/(1+m). Коэффициент использования лампы по анодному напряжению в максимальном режиме принимают равным x=(11,02)x_кр. Оптимальный угол отсечки анодного тока при анодной модуляции q = 90⁰. В 3.3 было показано, что при анодной модуляции КПД в процессе модуляции не изменяется, он равен

КПД в максимальном режиме h_max=0,5x_крmaxa₁/a₀.

Сопротивление генератора постоянному току R_г, которое является нагрузкой модулятора, при линейной модуляционной характеристике также постоянно, оно равно:

R_г=Е_ан/I_а0н (3.8)

Потери на аноде при анодной модуляции рассчитывают по формуле (3.7), т.е. в режиме модуляции, когда в анодную цепь поступает дополнительная мощность от модулятора.

Из рассмотрения статических модуляционных характеристик рис.3.7 видно, что наибольший ток управляющей сетки имеет место в минимальном режиме, т.е. при Е_а=0, когда он равен суммарному току. В связи с этим мощность возбуждения (т.е. мощность предыдущего каскада), которая равна Р_g~=0,5U_gmI_g1, должна быть рассчитана в минимальном режиме модуляции.

Рис.3.8

3.3.2.2. Двойная анодная модуляция

Для обеспечения линейности модуляционной характеристики на всем ее протяжении используют двойную анодную модуляцию, при которой одновременно с анодной модуляцией происходит еще и автоматическая модуляция смещением по управляющей сетке благодаря использованию автоматического (или комбинированного) сеточного смещения (рис.3.11а). Величину сопротивления автоматического смещения R_g рассчитывают в максимальном режиме модуляции, т.е.:

R_g=çE_gmaxç/I_g0max (3.9)

С уменьшением анодного напряжения (при модуляции «вниз») сеточный ток возрастает и увеличивается напряжение смещения на управляющей сетке Е_g= – R_gI_g0, при этом происходит переход с одной модуляционной характеристики на другую, соответствующую большему отрицательному смещению на сетке (рис.3.8), и результирующая модуляционная характеристика I_a1= f(E_a) становится линейной на всем ее протяжении от Е_а = E_amin = 0 до Е_а = Е_{а max}. На рис.3.7 пунктиром показаны анодный и сеточный токи при автоматическом смещении в сеточной цепи. Как видно из рисунка, благодаря увеличению отрицательного смещения на сетке по мере уменьшения анодного напряжения сеточный ток в минимальном режиме становится намного меньше, чем при фиксированном смещении, поэтому автоматическое смещение способствует уменьшению мощности возбуждения. Величина емкости блокировочного конденсатора C_g в цепи автоматического смещения (рис.3.11а) должна быть выбрана так, чтобы на верхней модулирующей частоте F_в удовлетворялось неравенство

1/ 2pF_вC_g >2R_g,

где F_в верхняя модулирующая частота.

Итак, мощность возбуждения должна быть равна:

Р_gвозб =0,5U_gmI_g1min . (3.10)

Расчет минимального режима при двойной модуляции.

В минимальном режиме Е_а=0 и U_к=0, поэтому суммарный ток равен току управляющей сетки, и максимум этого тока определяется равенством:

i_{gmax (min)}=S(U_gmE_g0+E_gmin) (3.11)

Косинус угла отсечки сеточного тока в минимальном режиме равен:

cosq_gmin= – (E_gmin–E_g0)/U_gm (3.12)

В этих формулах E_gmin обозначено напряжение смещения в минимальном режиме:

E_gmin= E_g0 – U_gmcosq_gmin

Можно показать, что

(tgq_gminq_gmin)/p =b₀»1/(SR_g)

Зависимость b₀=f(q_gmin) приведена на рис.3.9. Рассчитав значение b₀, из графика рис.3.9 определяют угол отсечки в минимальном режиме q_gmin, после чего из формулы (3.12) находят величину Е_gmin. Постоянная составляющая сеточного ток а при а при этом равна I_g0min= çE_gminç/R_g , a его первая гармоника I_g1min=I_g0mina_g1(min) / a_g0(min).

Рис.3.9

Далее рассчитывают мощность возбуждения Р_возб и мощность рассеяния на управляющей сетке. Эта мощность определяется в режиме несущей частоты, она равна:

P_gн=P_g~нP_g0н ,

где P_g~н= 0,5U_gmI_{g1н ,} а P_g0н=R_gI²_g0н. Здесь I_g1 и I_g0 соответственно первая гармоника и постоянная составляющая сеточного тока в режиме несущей частоты, их принимают равными:I_g1н=0,5(I_g1max+I_g1min) и I_g0н=0,5(I_g0max +I_g0min).

При использовании генераторных ламп с левыми анодносеточными характеристиками применяется комбинированное сеточное смещение – автоматическое и от источника сеточного смещения Е_gф. При этом напряжение смещения на сетке равно Е_g=E_gф–I_g0R_g. Комбинированное смещение необходимо потому, что без источника смещения Е_gф в отсутствие напряжения возбуждения (например, при выходе из строя лампы предыдущего каскада) напряжение смещения на сетке равно нулю, и лампа может выйти из строя. Обычно принимают Е_gф=0,5Е_gmax. Расчет минимального режима при комбинированном смещении на управляющей сетке более сложен. Значение угла отсечки сеточного тока q_gmin может быть найдено из уравнения:

(E_gф –E_g0)/U_gm=g₀(q_gmin)SR_g–cosq_gmin ,

где g₀=(sinq_gmin–q_gmincosq_gmin ). Это уравнение решают либо графически, либо на ЭВМ. Потери на управляющей сетке при использовании комбинированного сеточного смещения определяют по формуле:

Р_g=0,5U_gmI_g1н –I_g0н(çЕ_gфç+I_g0нR_g )

3.3.2.3. Тройная модуляция

В радиовещательных передатчиках большой мощности используют тройную модуляцию, при которой помимо внешней модуляции анодного напряжения Е_а и внутренней (автоматической) модуляции напряжения смещения Е_g, добавляется еще и внешняя модуляция возбуждения U_g, то есть модулируют по амплитуде предыдущий каскад. При этом напряжение возбуждения описывается выражением:

u_g=U_{g н}+ U_gWcosWt = U_gн (1+m_g cosWt) ,

где U_gW амплитуда огибающей напряжения возбуждения, а m_g= U_gW / U_{g н} глубина амплитудной модуляции предыдущего каскада.

Добавление модуляции напряжения возбуждения меняет качественно и количественно процессы, происходящие в ламповом генераторе при модуляции. При двойной анодной модуляции (как и при одинарной) с изменением анодного напряжения напряженность режима меняется, что характеризуется отношением x/x_кр в каждой точке модуляционной характеристики. В максимальном режиме при Е_а=Е_аmax это отношение всегда близко к единице, превышая ее 13%, поэтому провал в импульсе анодного тока незначителен. По мере уменьшения анодного напряжения, в совокупности с изменением других напряжений, происходит изменение режима лампы, причем, при двойной и при тройной модуляциях характер этого процесса различен. При тройной модуляции с уменьшением анодного напряжения Е_а напряженность режима практически не меняется, и можно считать, что во всех точках модуляционной характеристики генератор работает в режиме, близком к критическому (рис.3.10а), имея мало искаженный (или совсем неискаженный) импульс анодного тока. Здесь процесс модуляции обусловлен уже не перераспределением катодного тока, а его уменьшением вследствие уменьшения напряжения возбуждения, которое сопровождает уменьшение Е_а.

Рис.3.10

Этим объясняется и обратный характер изменения сеточного тока: при уменьшении Е_а он не растет, как при одинарной и двойной модуляциях, а уменьшается (рис.3.10б), т.е. при тройной модуляции эти процессы такие же, как при модуляции возбуждением.

Существует предельное значение глубины модуляции возбудителя, m_gпред, превышение которого при стопроцентной модуляции анодного напряжения Е_а (т.е. при m»1) приводит к перемодуляции анодного тока, поскольку он прекращается не при Е_а=0, а раньше при некотором значении Е_а>0. Предельная глубина модуляции m_gпред определяется формулой:

m_gпред =

Вариация величины глубины модуляции возбудителя m_g в широких пределах на анодном токе практически не сказывается. Однако, влияние значения m_g на величину и форму сеточного тока и, следовательно, на режим сеточной цепи, весьма значительно, поскольку с увеличением m_g резко снижается уровень сеточного тока, соответственно падают тепловые потери на сетке и уменьшается нагрузка возбудителя, а значит и требуемая от него мощность. Чтобы понизить мощность рассеяния на сетке усилителя до допустимого уровня достаточно принять m_g » (0,40,6)m_gпред. Для снижения мощности возбудителя величина m_g должна быть максимально возможной. Обычно принимают m_g » (0,81)m_gпред.

Расчет режима генератора в пиковой точке при тройной модуляции не отличается от расчета при двойной модуляции. По его окончании рассчитывают величину m_gпред и задают значение m_g. Мощность, требуемую от возбудителя при тройной модуляции рассчитывают в максимальном режиме.

Амплитуда напряжения возбуждения в минимальном режиме определяется формулой:

U_gmmin= U_gmmax

Угол отсечки сеточного тока q_gmin и напряжение смещения на управляющей сетке Е_gmin, а также составляющие сеточного тока в минимальном режиме рассчитывают так же, как при двойной модуляции: из графика b₀=f(q) (рис.3.9), где b₀=1/SR_g, a R_g сопротивление автоматичского смещения в сеточной цепи, находят угол отсечки в минимальном режиме q_min, после чего из формулы (3.12)

сosq_min= – (E_gmin – E_g0)/U_gmmin,

откуда находят напряжение смещения в минимальном режиме Е_gmin:

E_gmin= E_g0 – U_gmmincosq_gmin

и вычисляют значения составляющих сеточного тока в минимальном режиме:

I_g0min= ÷E_gmin÷ / R_g ,

I_g1min = I_g0min

Здесь a_1g и a_0g коэффициенты разложения косинусоидального импульса сеточного тока в минимальном режиме.

Мощность рассеяния на сетке при тройной модуляции рассчитывают в режиме модуляции, поскольку во время модуляции в сеточную цепь поступает мощность от возбудителя.

P_gt= (P_g~н R_g)(1+ ) ,

где P_gt= 0,5I_g1нU_gн мощность возбуждения, а I_g0н и I_g1н составляющие сеточного тока в режиме несущей частоты. При линейной аппроксимации модуляционных характеристик и m≠1 составляющие сеточного тока в режиме несущей частоты с достаточной степенью точности могут быть рассчитаны по формулам:

I_g0н » 0,9

I_g1н » 0,9 ,

где I_g0min0 и I_g1min0 – значения I_g0 и I_g1 в «нулевой точке» при m=1. Расчет минимального режима производится так же, как при двойной анодной модуляции

Мощность модулятора при тройной модуляции должна быть равна:

Р_~мод = ( _0нпок)/h_тр

Тройную модуляцию применяют также при построении генератора по схеме с ОС.

3.3.2.4. Модуляторы при анодной модуляции

Как было показано выше, мощность модулятора при анодной модуляции велика, она почти равна мощности генератора, поэтому в генераторе и в модуляторе часто используют одни и те же генераторные лампы. Можно показать что при построении модулятора по однотактной схеме потери на аноде лампы модулятора в режиме молчания почти в шесть раз превышают потери на аноде генераторной лампы, поскольку в этом случае лампы модулятора должны работать в режиме колебаний класса А. По этой причине в передатчиках с анодной модуляцией используют двухтактные модуляторы класса В, в которых модуляторные лампы работают с отсечкой анодного тока, в идеальном случае с углом отсечки q = 90⁰.

При работе модуляторных ламп с отсечкой анодного тока электронный КПД модулятора, который равен h_м»0,5 x, намного выше, чем при использовании однотактных схем, где лампы работают в режиме колебаний класса А. Обычно коэффициент использования по анодному напряжению ламп модулятора x £ 0,7 и при q = 90⁰h_м » 0,6. Кроме того, работа ламп с отсечкой анодного тока с одной стороны обеспечивает практически полное использование ламп по мощности, а с другой весьма малое потребление мощности в отсутствие сигнала и при малых его уровнях. Последнее особенно важно для оконечных каскадов модуляторов радиовещательных передатчиков, учитывая особенности вещательных программ, при которых максимальные и близкие к ним уровни имеют место только в течение незначительной части времени передачи. Большую же часть времени имеют место уровни, величина которых намного ниже максимального. Кроме того, вещательная передача, особенно речевая, сопровождается более или менее длительными паузами. Таким образом, работа модуляторных ламп с отсечкой анодного тока обеспечивает автоматическое регулирование потребления энергии и, тем самым, обеспечивает высокую экономичность вещательного передатчика в целом.

Использование двухтактной схемы также имеет много преимуществ. Как известно, при полной симметрии двухтактного трансформаторного каскада на его выходе отсутствуют как четные гармоники, так и комбинационные частоты четных порядков, поэтому приходится считаться только с гармониками и комбинационными частотам нечетных порядков, которые при угле отсечки q = 90⁰ отсутствуют, а при q близких к 90⁰ очень малы: при q = 100 130⁰ амплитуды третьей и пятой гармоник анодного тока не превышают 68% амплитуды основной частоты. Появление на выходе схемы четных гармоник может быть обусловлено только вследствие асимметрии схемы.

Малая чувствительность двухтактных схем к синфазным изменениям в схеме позволяет уменьшить требования к пульсациям выпрямленного напряжения источников питания анодных и сеточных цепей, а также осуществлять питание цепей накала ламп переменным током.

Рис.3.11

Принципиальная схема двухтактного модулятора класса В изображена на рис.3.11а. Модулятор представляет собой мощный двухтактный широкополосный трансформаторный усилитель низкой частоты, у которого выходной – модуляционный трансформатор нагружен активным сопротивлением R_г (см.(3.8)). В этой схеме через вторичную обмотку модуляционного трансформатора протекают постоянная составляющая анодного тока генератора I_а0н и ток звуковой частоты с амплитудой I_aW=mI_а0н. Постоянный ток I_а0н намагничивает сердечник трансформатора, изза этого приходится увеличивать его размеры. На рис.3.11б изображена схема модулятора, в которой благодаря разделительному конденсатору С_р постоянный ток I_а0н протекает через модуляционный дроссель L_м, а во вторичную обмотку трансформатора он не попадает. С другой стороны, дроссель L_м представляет большое индуктивное сопротивление WL_м для тока звуковой частоты, поэтому ток I_aW генератора попадает во вторичную обмотку модуляционного трансформатора минуя дроссель L_м. Для правильной работы схемы необходимо выполнение неравенства , где W_н самая низкая модулирующая частота (30, или 50Гц). Эту схему используют в передатчиках мощностью более 10кВт.

Мощность модулятора.

Мощность модулятора определяют на основании следующих соображений. Во избежание деформации формы импульса анодного тока модуляторных ламп их следует недоиспользовать и по току, и по напряжению. У ламп с вольфрамовым катодом принимают i_aмmax @ 0,6I_e, а коэффициент использования по анодному напряжению должен быть меньше критического: x_м @ 0,8x_крм. При этом требуемая номинальная мощность модуляторных ламп увеличивается приблизительно на 60%. С учетом потерь в модуляционном трансформаторе номинальная мощность модуляторных ламп при глубине модуляции m=1 должна быть равна:

Р_{ном.л.м.}= ,

где h_ТР КПД модуляционного трансформатора, а h_г КПД генератора. Если принять h_ТР =0,95, а h_г=0,75, то номинальная мощность модуляторных ламп должна быть равна Р_{ном.л.м.}@ 1,25Р_~НГ.

Искажения.

Модуляторные лампы работают с углом отсечки анодного тока q»90⁰ в недонапряженном режиме при x » 0,8x_кр. Напряжения смещения на сетках ламп всегда подбирают таким образом, чтобы линейные участки динамических характеристик анодного тока ламп обоих плеч в анодносеточной системе координат были расположены на одной прямой линии (рис.3.12).

Рис.3.12

Нелинейные искажения, обусловленные криволинейностью нижних участков характеристик, легко компенсируются отрицательной обратной связью.

Рис.3.13

Неискаженная работа модулятора в значительной степени зависит от модуяионного трансформатора. Кроме частотных искажений, присущих обычному широкополосному трансформаторному усилителю низкой частоты (недостаточная индуктивность холостого хода является причиной спада частотной характеристики на нижних звуковых частотах, а индуктивность рассеяния L_s на верхних), при работе модуляторных ламп в режиме колебаний класса В возникают нелинейные искажения, обусловленные переходными процессами в модуляционном трансформаторе. Эквивалентная схема модулятора изображена на рис.3.13а. Если пренебречь шунтирующим действием индуктивности холостого хода и распределенной емкостью трансформатора, то при работе каждой лампы в течение половины периода (q=90⁰) можно получить эквивалентную схему для одного плеча, изображенную на рис.3.13б (диод символизирует работу в течение одного полупериода). Как известно, ток в такой цепи при включении синусоидальной ЭДС ЕsinWt определяется из уравнения:

L +Ri = EsinWt ,

Здесь R= , где приведенное внутреннее сопротивление лампы модулятора, пересчитанное к работающему плечу схемы сопротивление нагрузки, L индуктивность рассеяния, приведенная к этой половине обмотки, Е=mU_gW. Решением этого уравнения является выражение:

,

где первое слагаемое представляет собой составляющую вынужденного тока i_вын, а второе свободного тока i_св. Угол j определяет начальную величину составляющей свободного тока и запаздывание составляющей вынужденного тока, он равен:

j = arctg

Форма тока в цепи определяется суммой мгновенных значений i_вын и i_св , и, как видно из рис.3.14, она искажена.

Рис.3. 14

Из приведенных выше соотношений следует, что искажения тем больше, чем больше индуктивность рассеяния, чем меньше внутреннее сопротивление модуляторных ламп и чем выше модулирующая частота. По этой причине в таких модуляторах следует использовать лампы с большим внутренним сопротивлением. Теоретически коэффициент нелинейных искажений при ≤ 0,1 (здесь W_в=2pF_в верхняя модулирующая частота) и глубокой модуляции составляет около 4%. Конструкция модуляционного трансформатора должна обеспечивать малые величины индуктивностей рассеяния между каждой половиной первичной обмотки и всей вторичной, а также между обеими половинами первичной обмотки. В качестве примера на рис.3.15 изображена схема соединений обмоток трехобмоточного трансформатора, где каждая половина вторичной обмотки расположена между двумя секциями первичной обмотки, что обеспечивает достаточно малую величину индуктивности рассеяния. Подобные трансформаторы применяют в мощных передатчиках с анодной модуляцией.

Рис.3.15

В настоящее время используют также модуляторы класса D, в которых сигнал звуковой частоты преобразуется в последовательность импульсов с широтноимпульсной модуляцией ШИМ. Длительность этих импульсов пропорциональна дискретным значениям напряжения сигнала. Частота следования импульсов (тактовая частота) должна быть значительно выше наивысшей частоты сигнала информации (в 57 раз). Последовательность импульсов с ШИМ усиливают до требуемого уровня мощности усилителем, работающим в ключевом режиме, что обеспечивает высокий КПД. Выделение модулирующего сигнала осуществляется фильтром нижних частот.

3.3.2.5. Анодноэкранная модуляция

Схема генератора с анодноэкранной модуляцией изображена на рис.3.16, здесь в процессе модуляции одновременно с анодным напряжением синхронно и синфазно изменяют напряжение на экранной сетке. Благодаря этому модуляция возможна как в перенапряженном, так и в недонапряженном режимах: в первом случае происходит анодная модуляция при меняющемся экранном напряжении, во втором экранная модуляция при меняющемся анодном напряжении.

Рис. 3.16

Рис.3.17

На рис.3.17 изображены пунктиром модуляционные характеристики при анодной модуляции при нескольких значениях напряжения на экранной сетке, сплошной линией показана модуляционная характеристика при одновременном изменении напряжений и на аноде, и на экранной сетке. Напряжение на экранной сетке во время модуляции равно:

E_g2= E_g2н + U_g2WcosW

Мощность, потребляемая экранной сеткой от модулятора во время модуляции, равна:

P_g20t= 0,5m_g2P_g20н , (3.13)

где m_g2=U_g2W/E_g2н глубина модуляции по экранной сетке. Оптимальная величина m_g2opt=0,91 Оптимальный угол отсечки анодного тока в максимальном режиме q=80⁰90⁰. Во избежание чересчур больших напряжений на экранной сетке в пиковом режиме экранное напряжение в режиме несущей частоты принимают равным E_g2н»0,8E_g2ном. Уменьшение экранного напряжения при модуляции «вниз» вызывает ослабление напряженности режима по экранной сетке и, как следствие, спрямление модуляционной характеристики. В результате одновременной модуляции анодного и экранного напряжений напряженность режима выравнивается на всем протяжении модуляционной характеристики. Однако, по мере приближения к минимальному режиму возрастает напряженность режима по управляющей сетке.

Рис.3.18

При использовании в сеточной цепи автоматического (или комбинированого) смещения сеточный ток в минимальном режиме здесь намного меньше, чем при анодной модуляции I_g0min = (1.52)I_g0max, поэтому и мощность возбуждения (мощость предыдущего каскада) при анодноэкранной модуляции намного меньше, чем при анодной. Расчет минимального режима и мощности рассеяния на управляющей сетке производится так же, как при двойной анодной модуляции. Модуляционные характеристики при анодноэкранной модуляции с автоматическим смещением на управляющей сетке изображены на рис.3.18.

Анодноэкранная модуляция, как и анодная, обычно производится в оконечном каскаде высокочастотного тракта. Для нее действительны все энергетические соотношения, полученные выше для анодной модуляции. Поскольку во время модуляции на экранную сетку, как и на анод, поступает дополнительная мощность от модулятора, потери на ней рассчитывают в режиме модуляции по формуле:

P_g2t= P_g2н +

В передатчиках с анодноэкранной модуляцией используют такие же модуляторы, как в передатчиках с анодной модуляцией. Модулирующее напряжение подается на экранную сетку от дополнительной вторичной обмотки модуляционного трансформатора. При этом от модулятора требуется большая мощность, чем при анодной модуляции. Принимая во внимание (3.13), получим, что здесь требуемая мощность модулятора равна:

P_~м ³ ( Р_~нг + P_g20н )/h_тр ,

где m_a глубина модуляции анодного напряжения (как правило, m_a=1), h_тр КПД модуляционного трансформатора.

Достоинствами анодной и анодноэкранной модуляций (по сравнению со всеми разновидностями амплитудной модуляции, входящими в первую группу) являются лучшее использование генераторных ламп по мощности, более высокий и не меняющийся во время модуляции КПД модулируемого каскада и большая линейность модуляционной характеристики. Основным их недостатком является большая мощность модулятора, его сложность и громоздкость.

3.3.3. Амплитудная модуляция в схеме с заземленной сеткой

Амплитудная модуляция в триодном генераторе, построенном по схеме с общей сеткой имеет некоторые особенности. В 1.11 было показано, что построенный по этой схеме усилитель представляет для возбудителя нагрузку, сопротивление которой определяется формулой (1.22):

R_вх= ,

где U_gк=U_gm амплитуда напряжения возбуждения, I_a1 и I_g1 первые гармоники соответственно анодного и сеточного токов. При сеточной модуляции, смещением и возбуждением, генераторная лампа работает в недонапряженном режиме, поэтому сеточный ток намного меньше анодного и можно принять, что

R_вх » .

3.3.3.1. Модуляция изменением сеточного смещения

Здесь амплитуда напряжения возбуждения во время модуляции должна оставаться постоянной. В действительности, при модуляции вверх, когда с ростом напряжения смещения Е_g первая гармоника анодного тока растет, входное сопротивление R_вх, которое является нагрузкой возбудителя, уменьшается, что влечет за собой уменьшение амплитуды возбуждения U_gm искажение модуляционной характеристики. Для того, чтобы амплитуда возбуждения во время модуляции оставалась постоянной, необходимо, чтобы возбудитель работал в пернапряженном режиме.

3.3.3.2. Модуляция возбуждением усиление модулированных колебаний (УМК)

При усилении модулированных колебаний угол отсечки анодного тока обычно равен 90⁰, при этом анодный ток I_a1 пропорционален напряжению возбуждения, поэтому сопротивление нагрузки возбудителя не меняется, т.е. для УМК схема с общей сеткой благоприятна.

3.3.3.3. Анодная модуляция

Напряжение высокой частоты на анодном контуре усилителя, построенного по схеме с общей сеткой, равно U _аg= U_ак + U_gк. Здесь U_ак напряжение на лампе, а U_аg = I_a1R_э, где R_э эквивалентное сопротивление анодного контура. Тогда напряжение на лампе U_ак = U_аg U_gк. Здесь величина U_аg = I_a1R_Э в процессе модуляции изменяется, а амплитуда напряжения возбуждения U_gк остается постоянной, поэтому напряжение на лампе уменьшается быстрее, чем напряжение на контуре. При больших значениях Е_а, пока напряжение U_аg >> U_gк , это не сказывается (рис.3.19а). С уменьшением Е_а при значении Е_а=Е_а(0) U_аg=U_gк. При дальнейшем уменьшении анодного напряжения полярность переменного напряжения на лампе U_ак меняет знак на обратный, остаточное напряжение между ее анодом и катодом е_min=Е_аmin+ U_аg. При U_аg<U_gк напряжение на лампе U_ак синфазно с напряжением возбуждения U_gк, которое распределяется между эквивалентным сопротивлением контура и внутренним сопротивлением лампы R_i, т.е. лампа превращается в потребителя энергии, предоконечный каскад работает на нагрузку, представляющую собой последовательное соединение эквивалентного сопротивления колебательного контура и внутреннего сопротивления лампы.

Анодный ток I_a1=0 при е_min= 0, т.е. при Е_а= U_gк (рис.3.19б). Таким образом, для осуществления неискаженной модуляции потребовалось бы подавать на анод отрицательное напряжение, равное по величине амплитуде возбуждения, что крайне неудобно. Во избежание этого требуется использовать тройную анодную модуляцию, при которой одновременно с модуляцией анодного напряжения модулируют и напряжение возбуждения. Если глубина модуляции анодного напряжения m и напряжения возбуждения m_g одинаковы, то анодный ток прекращается не при Е_а = 0, а при Е_а > 0 (на рис.3.19б эта модуляционная характеристика показана пунктиром). Чтобы I_a1=0 при Е_а =0 глубину модуляции m_g рассчитывают так же, как при тройной анодной модуляции генератора, построенного по схеме с общим катодом. Величина m_g некритична, обычно принимают m_g=0,70,8.

Рис. 3.19

Мощность, требуемая от возбудителя (предоконечного каскада (ПОК)) в режиме несущей частоты согласно (1.20) равна:

P_~нвозб = 0,5U_gmн (I_a1н + I_g1н),

где U_gmн амплитуда напряжения возбуждения в режиме несущей частоты, которая равна:

U_gmн =

Методика расчета анодного и сеточного токов в режиме несущей частоты, I_a1н и I_g1н, производится так же, как при тройной модуляции. Мощность модулятора вычисляется по формуле:

Р_мод= 0,5(m²P_0нг + P_0нвозб )/h_тр,

Номинальная мощность лампы ПОК с анодной или анодноэкранной модуляцией, построенного по схеме с заземленным катодом, определяется формулой:

P_{~л пок} = ,

где h_кпок – КПД анодного контура ПОК, а P_~возбmax – мощность, требуемая от ПОК (возбудителя) в максимальном режиме равна:

P_~возбmax=0,5U_gmmax (I_a1max + I_g1max).

——————

Недостатками амплитудной модуляции являются чрезвычайно низкие экономические показатели и низкая помехоустойчивость, а ее достоинства – возможность обеспечения сколь угодно высокой стабильности частоты и сравнительно узкая полоса частот, занимаемая радиосигналом.

3.3.4. Динамическое управление уровнем несущей частоты (ДУН) в передатчиках с амплитудной модуляцией

Проблема развития в стране цифрового радиовещания (ЦРВ) предусматривает перевод на ЦРВ в стандарте DRM Digital Radio Mondiale – концепция ЦРВ на частотах ниже 30МГц с использованием радиопередатчиков с амплитудной модуляцией (АМ). В диапазоне ВЧ (327МГц) ЦРВ в формате DRM способно существенно улучшить качество радиовещания. В формате DRM предусматривается возможность одновременного вещания цифрового и аналогового сигналов в одной полосе частот, что обеспечивает безболезненный переход от аналогового к цифровому вещанию. Полоса звуковых частот, в значительной мере характеризующая качество вещательной передачи, составляет в аналоговом формате около 5кГц, а в цифровом – в принципе может достигать 15кГц. Формат DRM представляется особенно привлекательным, поскольку диапазон ВЧ обладает уникальными особенностями распространения радиоволн, благодаря которым он обеспечивает экономичное покрытие территории удаленных регионов не только России, но и стран СНГ, Восточной Европы, а также возможность оперативной организации канала вещания в заданную зону земного шара [1]. Однако в настоящее время состояние передающей сети АМ вещания не соответствует современным требованиям изза несоответствия современным требованиям передающих устройств. Парк радиопередающих устройств различной мощности в диапазонах АМ вещания насчитывает в России 450 единиц, на их долю приходится 57% электроэнергии, потребляемой всем оборудованием электросвязи. По разным оценкам от 65 до 80% АМ вещательных передатчиков должны быть списаны по причине физического и морального износа [2]. Это делает весьма актуальной модернизацию действуювующих КВ передатчиков, таких, как ПКВ100, ПКВ250 и др., с целью их адаптации к ЦРВ. В подавляющем большинстве радиовещательных передатчиков используется отличающаяся высокими энергетическими показателями анодная модуляция в оконечном каскаде, для осуществления анодной модуляции используется мощный дорогостоящий модулятор. При использовании АМ вещательного передатчика в системе ЦРВ усилительные каскады ВЧ тракта передатчика должны быть переведены в режим линейного усиления. Это связано с тем, что при COFDM модуляции (Coded Orthogonal Frequecy Division Multiplex – частотное уплотнение с кодированием ортогональными несущими), применяющейся в системах ЦРВ, пикфактор сигнала достаточно велик (около 10 дВ), и сигнал ЦРВ, по сути, является АФМсигналом, когда во времени изменяются и амплитуда, и фаза колебаний высокой частоты. Для усиления подобных сигналов к линейности усилительного тракта передатчика предъявляются весьма жесткие требования [3]. Простой перевод передатчика с анодной модуляцией в режим усиления модулированных колебаний (УМК) невозможен по ряду причин, главными из которых являются,, вопервых, недостаточная линейность модуляционной характеристики УМК, поскольку используемые в оконечных каскадах передатчиков генераторные лампы (ГУ66, ГУ68, ГУ65 и др.) не предназначены для линейного усиления, и вовторых в режиме УМК эффективность передатчика, а также отдаваемая генераторными лампами мощность и их КПД, существенно меньше, чем при анодной модуляции.

Рис.3.20

Для радиовещания на длинных, средних и коротких волнах используют амплитудную модуляцию (АМ), обладающую, как было показано выше, самой низкой эффективностью, которую можно характеризовать отношением средне мощности, затрачиваемой на передачу информации, к средней потребляемой мощности. При одинаковых значениях электронного КПД генераторов в отсутствие модуляции эффективность АМ составляет ~ 4%, а частотной ~72%, т.е. в 20 раз больше. Столь низкая эффективность АМ объясняется постоянством уровня несущей частоты во время модуляции независимо от уровня сигнала передаваемой информации: при средней глубине модуляции m_0ср @ 0,3 на долю несущей частоты приходится ~ 95% мощности передатчика, а на долю несущих информацию боковых полос около 5%. Для повышения эффективности АМ используют динамическое управление уровнем несущей частоты ДУН, суть которого поясняет рис.3.20.

Рис.3.20

При ДУН амплитуда колебаний несущей частоты зависит от уровня сигнала информации, ее изменяют по некоторому заданному закону k=f(m₀), например, по закону, изображенному на рис.3.21а, где при глубине модуляции m₀ < 0,5 уровень несущей уменьшается вдвое, а при m₀ > 0,5 он линейно растет и при m₀ =1 достигает максимального уровня. Тогда при анодной модуляции напряжение на аноде при ДУН будет равнo

Е_ад=kЕ_а, (3.14)

а амплитуда переменного напряжения на анодном контуре: U_кД =kU_к .

Мощность несущей частоты без ДУН равна:

(3.15)

Мощность несущей частоты при ДУН равна:

k²P_н (3.16)

Колебательная мощность во время модуляции без ДУН:

P_~t=P_{~ н}(1+0,5m²₀) (3.17)

Так как m₀= , где U₁ – амплитуда сигнала (рис.3.20), то глубина модуляции при ДУН m₁= , или:

m₁ = . (3.18)

Колебательная мощность во время модуляции при ДУН с учетом (3.16):

Р_~tД = k²P_~н[1+ ]=k²P_~н = k²P_~н = k²P_~н+ P_~н (3.19),

или:

Р_~tД = Р_~н .(3.19')

Из (3.19) видно, что при ДУН изменяется только мощность несущей частоты, а мощность боковых полос остается такой же, как и без ДУН:

P_б=Р_н Р_бд=k²P_н

а)

δ0τср=2,75 δ0нср=1,7 δ0τΞ=2,57

б)

Рис.3.21

Эффективность ДУН особенно велика при анодной модуляции. Без ДУН при анодной модуляции подводимая мощность во время модуляции равна:

Р_0t = Р_0н(1+ ) ,

где Р_0н=Е_анI_а0н – подводимая мощность в режиме несущей частоты. При ДУН подводимая мощность при модуляции равна:

Р_{0tД =} (1+ ) (3.20)

Уменьшение средней за период звуковой частоты мощности, подводимой к анодной цепи генератора при ДУН, характеризуется отношением:

d_0t= (3.21)

Отношение колебательных мощностей во время модуляции без ДУН и при ДУН также характеризуется отношением:

d_~t= (3.21')

При использовании ДУН в модуляторе энергосбережение в нем характеризуется величиной

d_0м = (3.22)

Можно показать, что общее энергосбережение в генераторе и модуляторе характеризуется величиной:

d_0tS = (3.23)

На рис.3.21б приведены зависимости коэффициентов δ_0t ,d_0tS и δ_0м от m₀. Из графиков видно, что потребляемая мощность во время модуляции при работе без ДУН в среднем в 2,57 раза больше, чем при ДУН, при этом мощность боковых полос Р_~б не изменяется. Мощность, потребляемая модулятором во время модуляции при ДУН, в среднем в 1,7 раз ниже, чем без ДУН.

На рис. 3.21а показана также кривая D(m₀), характеризующая статистическое распределение амплитуд стандартной радиовещательной программы, наблюдаемой в течение длительного времени, в функции от глубины модуляции m₀. Из рис.3.21а следует, что доминирующей является глубина модуляции m_0ср=0,30,4, поэтому тепловые потери на электродах лампы всегда контролируют при m_0ср. При всех используемых на практике законах ДУН в генераторах с анодной модуляцией с ДУН напряжение на аноде генераторной лампы при средних значениях глубины модуляции m_0ср в два а отдаваемая мощность в четыре раза меньше чем без ДУН. Естественно, что при этом мощности рассеяния на электродах лампы невелики. Расчеты показывают, что благодаря использованию ДУН мощность боковых полос может быть существенно увеличена за счет увеличения мощности несущей частоты без замены генераторных ламп более мощными. Это объясняется тем, что, как известно, длительность "выбросов", которым соответствуют большие значения m₀, мала единицы мсек, а их "скважность" велика, поэтому они не вызывают разрушения электродов лампы даже при значительных перегрузках.

Динамическое управление несущей позволяет существенно повысить эффективость передатчика и при УМК. Напряжение на аноде Е_а при УМК не меняется. Без ДУН мощность несущей частоты и колебательная мощность во время модуляции определяются формулами (3.15) и (3.17), а при ДУН – формулами (3.16) и (3.19'). Как известно, при УМК подводимая мощность во время модуляции такая же, как в режиме несущей частоты, без ДУН она равна:

Р_0tу = Е_а · I_аоH (3.24)

При ДУН подводимая мощность при модуляции:

Р_{0tуД =} k · P_oy (3.25)

Уменьшение средней за период звуковой частоты мощности, подводимой к анодной цепи генератора при ДУН, характеризуется отношением:

d_0tу= , (3.26)

(т.е. аналогично (3.22)).

Величина d_~t, характеризующая соотношение колебательных мощностей при модуляции без ДУН и с ДУН определяется формулой (3.21').

КПД УМК без ДУН в режиме модуляции равен:

h_tу= h_ну ( 1 + 0,5 m₀²) , (3.27)

где h_tу КПД УМК без ДУН в режиме несущей частоты.

КПД УМК с ДУН во время модуляции:

Соотношение КПД УМК во время модуляции с ДУН и без ДУН характеризует величина δ_ηtу :

δ_ηtу = η_{tуд /} η_tУ ,

которая, согласно (3.27) и (3.28), равна:

δ_ηt = k (1 + 0,5 m₁²) / (1 + 0,5 m₀²), ( 3.29)

На рис.3.21б приведены значения коэффициентов δ₀, и d_t. Из графиков видно, что колебательная мощность во время модуляции УМК без ДУН в среднем в 2,57 раза больше, чем с ДУН, при этом мощность боковых полос Р_~б не изменяется. Потребляемая мощность во время модуляции с ДУН в среднем в 1,7 раз ниже, чем без ДУН, несмотря на то, что КПД УМК с ДУН меньше, чем без ДУН: при средней глубине модуляции m_0cp = 0,3 δ_ηtср = 0,56), Р_0tсрД = 0,5Р_0tсру .

Представляет интерес сравнить средние значения потребляемой во время модуляции мощности УМК с ДУН и при анодной модуляции без ДУН. Мощности несущей частоты при этом предполагаются одинаковыми, а средняя глубина модуляции m_0cp = 0,3 (при этом значение k_cp = 0,5 рис.3.21б). При анодной модуляции потребляемая во время модуляции мощность равна:

Р_0tсран = Р_~н (1 + 0,5 m_0ср²) / η_{ан ,} (3.30)

При УМК с ДУН :

Р_0tсрД = Р_~tсрД / η_tсрД (3.31)

Принимая во внимание ( 3.19 ), ( 3.28 ) и ( 3.31 ), получим

Обычно значение КПД УМК в режиме несущей η_нУ = 0,3. При анодной модуляции КПД η_ан, как известно, не меняется, с учетом модулятора он равен η_ан@0,52. Нетрудно убедиться, что при средней глубине модуляции m_оср значения средней потребляемой мощности при анодной модуляции и при усилении модулированных колебаний с ДУН практически одинаковы, однако последний не нуждается в мощном модуляторе.

Рис.3.22

На рис.3.22 изображена упрощенная структурная схема передатчика с анодой модуляцией с ДУН. В этой схеме блок "Управляющее устройство" осущестляет управление по заданному закону напряжениями высоковольтного выпрямиеля (например, тиристорного) и выпрямителей сеточного смещения оконечных каскадов усилителя мощности высокочастотного тракта и модулятора. После усилителя низкой частоты на вход этого блока поступает усиленное напряжение сигнала низкой частоты. Блок "Линия задержки" в низкочастотном тракте предназначен для компенсации инерционности высоковольтного выпрямителя и устройств обработки и управления.

3.4. Методика расчета ламповых генераторов с амплитудной модуляцией

3.4.1. Сеточная модуляция

3.4.1.1. Модуляция изменением смещения на управляющей сетке

При этом виде модуляции глубина модуляции m=0,8.

1. Расчет максимального режима.

Требуемая от лампы мощность в максимальном режиме равна:

Р_1max = Р_1н(1+ m)²_./η_к,

где Р_1н – заданная мощность в нагрузке в режиме несущей частоты, η_к КПД анодного контура (1.14.1, таблица 1.1). Лампа должна быть выбрана на мощность: Р_1л ≥ Р_1max. Угол отсечки анодного тока в максимальном режиме θ_max=120⁰. Далее расчет максимального режима производится по методике, изложенной в 1.15.2.п.1. (а также 1.7.2)

2. Расчет режима несущей частоты.

Подводимая мощность:

Р_0н=Р_0max / (1+ m)

Напряжение на контуре:

U_кн = U_{к max} / (1+ m)

Составляющие анодного тока:

I_a1н= I_a1max / (1+ m)

I_a0н= I_a0max / (1+ m)

Расчет сеточной цепи производится по следующим формулам (1.6) :

Коэффициент приведения α_iн равен:

α_iн = S [ ] , (1)

Из таблиц (Приложение 1) находят значение угла отсечки анодного тока в режиме несущей частоты θ_н , после чего из формулы для cosθ_н находят значение напряжения смещения на управляющей сетке в режиме несущей частоты:

E_gн = (U_gm – DI_a1н R_э)cosθ_н , (2)

где напряжение запирания.

Тогда угол отсечки сеточного тока в режиме несущей частоты равен:

θ_gн = arccos( ).

Составляющие сеточного тока в режиме несущей частоты:

амплитуда первой гармоники:

I_g1н = 0,72α_g1нi_gmaxн ,

постоянная составляющая:

I_g0н = 0,66α_g0нi_gmaxн.

Значение i_gmaxн находят по статической характеристике сеточного тока лампы при остаточных напряжениях на ее аноде и сетке в режиме несущей частоты: e_aminн = E_a – U_кн и e_gmaxн = E_gн + U_gm.

Потери на аноде определяются формулой:

Р_ан= Р_0н– Р_1н ,

а потери на управляющей сетке:

Р_gн = Р_1g – |‌‌‌Е_gн‌‌‌|I_g0н .

3. Расчет статической модуляционной характеристики (СМХ) I_а1= f(E_g).

Для расчета СМХ используются формулы (1) и (2) при нескольких значениях I_а1 от 0,2I_а1max до 0,9I_а1max, для каждого из которых вычисляется величина напряжения смещения на управляющей сетке E_g.

4. От модулятора требуется мощность:

Р_gΩ= 0,5U_gΩI_g1Ω;

здесь U_gΩ – амплитуда модулирующего напряжения, которая равна

U_gΩ = ‌‌‌ Е_g– ‌‌Е_gн‌ ,

где ‌‌‌Е_g – напряжение смещения на управляющей сетке в максимальном режиме, ‌‌I_g1Ω – амплитуда составляющей первой гармоники звуковой частоты в токе управляющей сетки:

I_g1Ω = α_g1ΩI_g0,

где I_g0 – постоянная составляющая сеточного тока в максимальном режиме. Косинус угла отсечки постоянной составляющей сеточного тока равен:

соs θ_gн = – ,

а α_g1Ω – коэффициент разложения его первой гармоники.

3.4.1.2. Модуляция изменением амплитуды напряжения возбуждения, или усиление модулированных колебаний (УМК)

Выбор лампы и расчет УМК в максимальном режиме производится так же, как при модуляции изменением сеточного смещения, но при угле отсечки анодного тока θ = 90⁰ и глубине модуляции m = 1 (1.7.1).

Составляющие анодного тока и напряжение контуре в режиме несущей частоты определяются так же, как при модуляции смещением. Амплитуда напряжения возбуждения в режиме несущей частоты равна U_gmн= 0,5U_gmmax, а угол отсечки анодного тока остается равным 90⁰.

Угол отсечки сеточного тока в режиме несущей частоты равен:

θ_g= arcos(– ),

а составляющие сеточного тока в режиме несущей частоты:

I_g1н = 0,72α_g1нi_gmaxн,

I_g0н = 0,66α_g0нi_gmaxн,

где значение i_gmaxн находят по статической характеристике сеточного тока при остаточных напряжениях на аноде и сетке лампы в режиме несущей частоты: e_aminн = E_a – U_кн и e_gmaxн = E_g + U_gmн. Потери на аноде и на сетке определяются теми же формулами, что при модуляции смещением.

Если угол отсечки анодного тока в максимальном режиме q ≠ 90⁰, то при изменении амплитуды напряжения возбуждения U_gm в процессе модуляции угол отсечки q изменяется (см.3.3.1.1). Для расчета мощности рассеяния на сетке необходимо найти амплитуду напряжения возбуждения в режиме несущей частоты U_gmн, это позволит определить амплитуду импульса и угол отсечки сеточного тока в режиме несущей частоты и рассчитать мощность рассеяния на сетке. Первая гармоника анодного тока в режиме несущей частоты определяется выражением:

I_a1н= S_срн(U_gmн DU_кн) = (U_gmн DU_кн),

где U_кн= I_a1нR_э, а a_iн коэффициент приведения импульса анодного тока при угле отсечки q_н. Косинус угла отсечки q_н в режиме несущей частоты равен:

соsq_н= .

Зависящий от угла отсечки q_н табулированный коэффициент b_1н=

может быть представлен формулой:

b_1н= .

С помощью ЭВМ по вычисленной величине b_1н находят значение угла отсечки анодного тока q_н в режиме несущей частоты и вычисляют амплитуду напряжения возбуждения в режиме несущей частоты U_gmн:

U_gmн = ,

Первую гармонику анодного тока можно представить формулой

I_a1н= ,

тогда

U_gmн=

Затем определяют остаточные напряжения на электродах лампы и угол отсечки сеточного тока q_gн в режиме несущей частоты и вычисляют мощность рассеяния на управляющей сетке так, как это было описано выше.

3.4.2. Анодная модуляция

3.4.2.1. Двойная анодная модуляция

1. Расчет максимального режима.

Расчет производится на мощность

Р_1max = Р_1н(1+ m)²/η_к

при глубине модуляции m = 1 и угле отсечки анодного тока θ = 90⁰, оптимальном при анодной модуляции; η_к КПД анодного контура (1.14.1, таблица1.1). Электронная лампа выбирается на мощность Р_1л= Р_1н.(1+m)/η_к= Р_1max/(1+ m). Далее расчет производится по методике 1.15.2.1.После нахождения значений составляющих сеточного тока I_g0max и I_g1max рассчитывают параметры цепи автоматического смещения в цепи сетки:

,

C_g ≈ 0,1/πF_вR_g,

где F_в = (6 – 10)кГц.

2. Расчет режима несущей частоты.

Составляющие анодного тока определяются формулами:

I_a1н = I_a1max/(1+m)

I_a0н = I_a0max/(1+m),

Подводимая мощность

Р_0н = Р_0max/(1+m)².

Потери на аноде при анодной модуляции проверяют в режиме модуляции:

Р_аτ =(Р_0н – Р_1н)(1+ )

где m_ср ≈ 0,3.

3. Расчет минимального режима.

В минимальном режиме (Е_а=U_к=0) сеточный ток равен суммарному току, он определяется формулой:

i_gmax= S(U_gE_g0+E_gmin),

где Е_gmin смещение на сетке в минимальном режиме.

Угол отсечки сеточного тока в минимальном режиме определяется из графика θ = f(β) (рис 3.9) по значению параметра β=1/SR_g.

Так как косинус угла отсечки в минимальном режиме равен:

то

E_gmin = E_g0 U_gmcosθ_gmin ,

и постоянная составляющая сеточного тока равна:

I_g0min=‌‌ |E_gmin‌| / R_g,

а его первая гармоника:

I_g1min =I_g0min .

Так как сеточный ток в минимальном режиме наибольший, то требуемая мощность возбуждения должна быть равна:

Р_1возб= 0,5U_gmI_g1min

4. Расчет потерь на управляющей сетке.

Потери на управляющей сетке при двойной анодной модуляции проверяют в режиме несущей частоты. Составляющие сеточного тока в режиме несущей частоты вычисляют по формулам:

I_g1н = 0,5(I_g1max + I_g1min)

I_g0н = 0,5(I_g0max + I_g0min)

Тогда подводимая мощность в режиме несущей частоты:

Р_g1н= 0,5U_gmI_g1н.

Мощность рассеяния на управляющей сетке равна:

Р_gн=0,5U_gmI_g1н

5. Расчет мощности модулятора.

Требуемая от модулятора мощность определяется формулой:

Р_мод ≈ ,

где Р_1н и η_Г колебательная мощность генератора в режиме несущей частоты и его КПД, η_тр – КПД модуляционного трансформатора (обычно η_тр = 0,90,95); 1,2 – коэффициент запаса, необходимый изза недоиспользования ламп модулятора по напряжению (ξ_мод ≈ 0,8 ξ_кр) и по току эмиссии.

3.4.2.2. Тройная анодная модуляция

При тройной анодной модуляции одновременно с изменением анодного напряжения изменяются напряжение смещения на управляющей сетке E_g (благодаря автоматическому сеточному смещению) и амплитуда напряжения возбуждения U_gm (3.3.2.3).

Расчет максимального режима производится так же, как при двойной анодной модуляции. Предельная глубина модуляции напряжения возбуждения определяется формулой:

m_gпред=

Для снижения мощности возбудителя величина m_g должна быть максимально возможной. Обычно принимают m_g=(0,81)m_gпред, и величина m_g не критична.

Напряжение возбуждения в минимальном режиме определяется формулой:

U_gmmin = U_gmmax

Расчет минимального режима производится так же, как при двойной модуляции при амплитуде напряжения возбуждения U_gm= U_gmmin.

При тройной анодной модуляции ток управляющей сетки наибольший в максимальном режиме, поэтому мощность возбуждения генератора рассчитывают в максимальном режиме, т.е.:

Р_возб = Р_g1max=0,5U_gmmaxI_g1max

Поскольку при тройной анодной модуляции в сеточную цепь во время мо дуляции поступает мощность от модулятора, потери на управляющей сетке наибольшие во время модуляции, они определяются формулой:

P_gτ= (Р_g1н – )(1+0,5 ) ,

где Р_g1н= 0,5U_gmнI_g1н – мощность возбуждения лампы в режиме несущей частоты, здесь:

U_gmн= ,

I_g1н=0,9 ,

I_g0н=0,9 .

В первом приближении можно считать, что в минимальном режиме при Е_а→ 0 I_g0min→ 0 и Е_gmin= – I_g0minR_g→ 0.

Мощность, требуемая от модулятора равна:

Р_мод ≈ ﴾ ﴿

где Р_0возбн – мощность, подводимая к предыдущему каскаду (возбудителю) в режиме несущей частоты.

Колебательная мощность, требуемая от предыдущего каскада в максимальном режиме, равна:

Р_1возбmax = 0,5U_gmmax I_g1max /η_квозб,

где U_gmmax и I_g1max – амплитуды напряжения возбуждения и первой гармоники сеточного тока модулируемого каскада в максимальном режиме, η_квозб – КПД анодного колебательного контура возбудителя. Мощность предыдущего каскада в режиме несущей частоты равна:

Р_1возбн= Р_1возбmax /(1+m_g)² ,

а мощность, подводимая к предыдущему каскаду в режиме несущей частоты, равна:

Р_0возбн= Р_1возбн /η_возб ,

где η_возб – электронный КПД возбудителя.

В возбудителе часто используют анодноэкранную модуляцию, при этом мощность модулятора должна быть равна:

Р_мод ≈ ﴾ ),

где Р_{0g2возбн} мощность, подводимая к экранной сетке лампы возбудителя в режиме несущей частоты.

3.4.2.3. Анодная модуляция в схеме с заземленной сеткой

В генераторах, построенных по схеме с заземленной сеткой, возможна только тройная анодная модуляция (3.3.3). Особенности расчета генератора обусловлены особенностями этой схемы (1.11). Так, расчет генераторной лампы в максимальном режиме производится на мощность:

Р_1max= ,

где коэффициент в скобках объясняется тем, что здесь мощность в нагрузке складывается из мощности, развиваемой генераторной лампой, и проходной мощности, поступающей от возбудителя; η_к КПД анодного контура (1.14.1, таблица 1.1).

Величина глубины модуляции возбудителя m_{g ,} которая определяется формулой:

m_g= ,

здесь более критична, чем при тройной анодной модуляции генератора c заземленным катодом, обычно m_g ≈ 0,8.

Эквивалентное сопротивление анодного контура равно:

R_э =

Мощность, требуемая от возбудителя в максимальном режиме:

Р_1возб = 0,5U_gкmax (I_a1max + I_g1max)/η_квозб,

где U_gкmax , I_a1max и I_g1max – амплитуды напряжения возбуждения и составляющих первой гармоники анодного и сеточного токов в максимальном режиме, η_квозб – КПД анодного колебательного контура возбудителя.

Мощности рассеяния на аноде и на управляющей сетке, а также мощность модулятора, рассчитываются так же, как при тройной анодной модуляции в схеме с заземленным катодом.

3.4.3. Анодноэкранная (АЭ) модуляция

Генераторная лампа при АЭ модуляции выбирается так же, как при анодной модуляции, т.е.:

Р_л= ,

где Р_1н заданная мощность в режиме несущей частоты, η_к КПД анодного контура.

Напряжение на экранной сетке в режиме несущей частоты принимают равным:

Е_g2н= (0,7 0,8) Е_g2ном,

где Е_g2ном – номинальное значение напряжения на экранной сетке, приведенное в справочнике.

Оптимальный угол отсечки анодного тока в максимальном режиме θ_оpt модуляции равен θ_max=8090⁰ (при этом в режиме несущей частоты угол отсечки θ_н=5060⁰).

Глубина модуляции по экранной сетке m_g2 = 0,91, но чаще ее принимают равной m_g2= m_a=1.

Расчет генератора с АЭ модуляцией можно начать как с максимального режима, так и с режима несущей частоты.

1. Расчет максимального режима.

Коэффициент использования в критическом режиме здесь определятся формулой (1.15.2,п.г.):

ξ_кр= 1 – ,

где Е_g2max = Е_g2н (1+m_g2). Далее расчет анодной и сеточной цепей производится так же, как при двойной анодной модуляции (3.4.2.1, п.1) при Е_g2 = Е_g2max.

2. Расчет минимального режима и режима несущей частоты.

Расчет минимального режима тоже производится так же, как при двойной анодной модуляции (3.4.2.1, п.3). После того, как найдены составляющие тока управляющей сетки в режиме несущей частоты (3.4.2.1,п.4), рассчитывают напряжение смещения на управляющей сетке в этом режиме E_g1н, которое равно:

E_g1н= I_g10н R_g,

а также мощности рассеяния на управляющей и экранной сетках в режиме несущей частоты – так же, как при двойной анодной модуляции (3.4.2.1, п.4). Мощность рассеяния на экранной сетке в режиме несущей частоты равна P_g2н = I_g20нE_g2н, где I_g20н= 0,6a_g20н i_g2maxн – постоянная составляющая экранного тока в режиме несущей частоты. Величину i_g2maxн находят по статической характеристике экранного тока при напряжении на экранной сетке в режиме несущей частоты E_g2 = E_g2н и остаточных напряжениях на аноде и на управляющей сетке в режиме несущей частоты е_aminн= E_aн U_кн и e_g1maxн = E_g1н +U_gm. Косинус угла отсечки экранного тока в режиме несущей частоты определяется формулой:

сos q_g2 = (E'_g2н – E_{g 1н})/U_gm,

где E'_g2н напряжение запирания по экранной сетке при е_aminн = E_aн U_кн.

3. Расчет мощностей рассеяния на аноде и на экранной сетке.

Мощности рассеяния на аноде Р_аt и на экранной сетке Р_gt рассчитывают в режиме модуляции:

Р_аt= Р_ан(1+ ),

P_g2t = P_g2н(1+ ).

Здесь m_g2ср= m_g2·m_ср, где m_ср ≈ 0,3.

4. Расчет мощности модулятора.

Требуемая мощность модулятора определяется формулой:

Р_мод ≈ ,

где Р_0нг и P_g2н – мощности, подводимые к аноду и к экранной сетке в режиме несущей частоты, η_тр – КПД модуляционного трансформатора.

Амплитуда модулирующего напряжения U_g2Ω на экранной сетке должна быть равна:

U_g2Ω = m_g2Е_g2н .

3.5. Амплитудная модуляция транзисторных генераторов

В генераторах на транзисторах могут быть использованы те же методы амплитудной модуляции (АМ), что и в ламповых генераторах. Так, аналогом сеточной модуляции смещением являются базовая и эмиттерная модуляции; аналогом УМК в ламповых генераторах в транзисторных генераторах является модуляция изменением амплитуды напряжения (тока) возбуждения на базе; модуляция изменением напряжения коллекторного питания – коллекторная модуляция – является аналогом анодной модуляции, а комбинированные виды коллекторной модуляции подобны двойной анодной и тройной анодной модуляциям.

Транзистор (прежде всего биполярный, который чаще применяется в cхемах с АМ) в условиях его использования при меняющихся значениях токов и напряжений существенно отличается от радиоламп:

• большой нелинейностью статической характеристики;
• зависимостью параметров транзистора от уровня токов и напряжений;
• ограничением допустимых значений напряжений и токов их мгновенными предельными значениям е_{кэmах доп}, е_{эбmах доп}, I_{кmах доп} и др.), тогда как у ламп нормируется прежде всего допустимое напряжение анодного питания, а мгновенное напряжение е_атахможет быть значительно больше;
• заметной зависимостью параметров транзистора от температуры.

Радиовещательные транзисторные передатчики НЧ и СЧ с АМ проектируют на мощность 1...10 кВт (иногда до 50 кВт). При мощности одного транзистора примерно 0,2...0,3 кВт в выходном каскаде передатчика приходится использовать десятки и сотни транзисторов, складываемых с помощью мостов при двухтактном построении блоков и параллельном включении нескольких транзисторов в одном плече блока. При этом возникают дополнительные трудности изза разброса параметров транзисторов, потерь в устройствах сложения и распределения мощности, трудностей согласования малых сопротивлений коллекторной нагрузки, создания выпрямителей, рассчитанных на небольшие напряжения и большие токи, необходимости сложных устройств защиты транзисторов от недопустимых состояний и др. Габаритные размеры транзисторных передатчиков мощностью 10...50 кВт могут оказаться больше, чем размеры равных им по мощности полностью ламповых или комбинированных (лампово–транзисторных) передатчиков.

3.5.1. Базовая и эмиттерная модуляции смещением

При базовой модуляции смещением модулирующее напряжение подается в базовую цепь, а при эмиттерной – в эмиттерную цепь транзистора. Режим работы транзистора при базовой и эмиттерной модуляциях смещением одинаковы, однако, требуемая мощность модулятора при эмиттерной модуляции больше, чем при базовой. Как правило, базовая и эмиттерная модуляции смещением не применяются изза нелинейности модуляционной характеристики, большей, чем у ламп даже при малой глубине модуляции (m≤05÷0,7), и трудных условий работы модулятора. Базовая иэмиттерная модуляции смещением, как и сеточная модуляция смещением в ламповых генераторах, осуществляется в недонапряженном режиме. Для обеспечения линейности модуляционной характеристики угол отсечки коллекторного тока м максимальном режиме принимают равным θ_к ≈100⁰÷120⁰. КПД транзисторного генератора при базовой и эмиттерной модуляциях так же низок, как и при сеточной модуляции смещением. Используют базовую и эмиттерную модуляции смещением большей частью в качестве элемента комбинированной коллекторной модуляции.

3.5.2. Базовая модуляция возбуждением (УМК)

Базовая модуляция возбуждением широко применяется в однополосных радиопередатчиках, при этом особое внимание уделяется линейности модуляционных характеристик. Режим работы транзистора должен быть недонапряженным.. Как известно, линейное усиление колебаний с меняющейся амплитудой возможно, если при изменении амплитуды возбуждения угол отсечки выходного тока остается постоянным, при этом первая гармоника этого тока прямо пропорциональна амплитуде возбуждения. В ламповых генераторах с УМК это имеет место при угле отсечки анодного тока θ = 90⁰ или (реже) 180°. В генераторах на транзисторах при УМК необходимое для заданного угла отсечки напряжение смещения меняется с изменением уровня возбуждения, поэтому постоянство угла отсечки коллекторного тока может быть достигнуто за счет комбинированного смещения при любом выбранном значении θ_К. Однако удобнее использовать θ_к ≈ 90°, при котором цепь смещения несколько проще, и к тому же достигается некоторый оптимум энергетических показателей.

3.5.3. Коллекторная модуляция

Самым распространенным методом АМ, применяемым в транзисторных генераторах, является коллекторная модуляция, при которой напряжение питания на коллекторе транзистора изменяется в соответствии с модулирующим сигналом звуковой частоты:

Е_к= Е_кн+ U_кΏcosΏt = Е_кн(1+m_к cosΏt)

I_к1= I_кн+ I_кΏcosΏt = I_кн(1+m_к cosΏt),

где Е_кн и I_кн напряжение на коллекторе и амплитуда первой гармоники коллекторного тока в режиме несущей частоты, U_кΩ и I_кΏ – амплитуды модулирующего напряжения и низкочастотной составляющей коллекторного тока звуковой частоты, m_к= глубина модуляции в коллекторной цепи.

Обычно модулируемый генератор работает в слабо перенапряженном режиме. Как и анодная модуляция в ламповых генераторах, коллекторная модуляция осуществляется в оконечном каскаде передатчика. Она отличается высокой эффективностью, модуляционная характеристика достаточно линейная при высоком и неизменном КПД на всем ее протяжении. Недостатком коллекторной модуляции, как и анодной, является необходимость в сравнительно мощном модуляторе.

При коллекторной модуляции требуется, чтобы в максимальном режиме транзистор, работающий в слабо перенапряженном или критическом режиме, обеспечивал на выходе мощность Р_~max, равную:

Р_{тр.треб} = Р_~mах > К_пз∙ Р_~н(1 + m)²/η_к, (3.32)

где η_к КПД колебательного контура, а К_пз=1,051,15 – коэффициент производственного запаса, Р_~н – мощность в режиме несущей частоты.. Для коллекторной модуляции действительны все основные соотношения, полученные для анодной модуляции. Следует, однако, иметь в виду, что в отличие от электронной лампы транзистор не допускает даже кратковременного превышения допустимого напряжения на коллекторе е_КЭдоп. Максимальное мгновенное напряжение на коллекторе при модуляции равно:

е_{кmax мах}=E_кн(1+m) + ξU_кн(1+m).

При ξ≈1 и m=1 е_кэmax ≈ 4Е_кн. Известно [5], что транзисторы работают устойчиво при условии, что напряжение между коллектором и эмиттером не превышает величину 2Е_{к доп}, где Е_{к доп} – допустимое напряжение между коллектором и эмиттером. Таким образом, всегда должно выполняться неравенство:

е_{кmax мах} ≤ (1+m)Е_кдоп. (3.33)

Напряжение на коллекторе в максимальном режиме равно:

Е_кmax = Е_кн (1+m), (3.34)

где Е_кн напряжение на коллекторе в режиме несущей частоты.

Если принять во внимание (3.33), т.е. принять Е_кн равным :

Е_кн ≤ , (3.35)

то мощность, требуемая от транзистора в режиме несущей частоты, должна быть равна:

Р_{~н.треб.} = К_пз Р_~н (1+m), (3.36)

Если бы было принято

Е_к.макс ~0,5Е_кдоп, (3.37)

то при выборе транзистора следовало бы исходить из (3.32).

Независимо от схемы и способа осуществлении коллекторной модуляции для улучшения линейности модуляционной характеристики угол отсечки коллекторного тока θ_макс в максимальном режиме принимают равным:

θ_макс,≈80÷100⁰ (3.38)

Меньшие значения угла отсечки θ_макс (порядка 70⁰÷85⁰) принимают в генераторах с двойной и тройной коллекторной модуляцией, особенно в тех случаях, когда в схеме используется мощный транзистор.

Одинарная коллекторная модуляция,

Схема генератора с одинарной коллекторной модуляцией приведена на рис.3.23. Подобно одинарной анодной модуляции одинарная коллекторная модуляция имеет ряд существенных недостатков, обусловленных главным образом большими токами базы модулируемого каскада, работающего в перенапряженном режиме. Основными из них являются:

• необходимость в мощном предшествующем каскаде, поскольку в перенапряженном режиме первая гармоника тока базы модулируемого каскада имеет большую величину;
• необходимость в отдельном источнике смещения с большим и меняющимcя в широких пределах током потребления, которым является постоянная составляющая тока базы;
• резкое изменение за период модуляции мощности, требуемой от предыдыдущего каскада, а также изменение входного сопротивления модулируемого каскада.

Рис.3.23

В схеме с ОЭ мощность возбуждения определяется в минимальном ре жиме, когда импульс тока базы и его первая гармоника I_б1min достигают наибольшей величины. Изза меняющегося во время модуляции тока базы модулируемого каскада в схеме рис.3.23 изменяются как входное сопротивление этого каскада, так и сопротивление, вносимое и контур предыдущего каскада, и в такт с модуляцией появляется расстройка его контура. В свою очередь расстройка контура предыдущего каскада неизбежно вызывает паразитную частотную или фазовую модуляцию.

Теоретический анализ статической модуляционной характеристики І_к1(Е_к) при коллекторной модуляции затруднен сложностью процессов в транзисторе и зависимостью его параметров от режима. В общем случае статическая модуляциионная характеристика нелинейна, но ее линейность может быть улучшена при использовании двойной и тройной коллекторных модуляций (аналогов двойной и тройной анодной модуляций в ламповых генератора.

Двойная коллекторная модуляция

Двойная коллекторная модуляция (рис.3.24) подобна двойной анодной модуляции: при модуляции одновременно с коллекторной модуляцией в такт с модулирующим напряжением автоматически (но противофазно модуляции на коллектор) изменяется напряжение смещения на базе.

Рис.3.24

Это обеспечивается за счет введения в схему цепочки автоматического базового смещения R_бC_б, на которой создается низкочастотное напряжение с амплитудой Е_бΏ. Режим транзистора при двойной коллекторной модуляции также перенапряженный, однако благодаря автоматическому смещению в базовой цепи высота импульса тока базы транзистора снижается, и существенно уменьшается мощность возбуждения. Кроме того, при автоматической базовой модуляции изменяется угол отсечки коллекторного тока, при этом происходит углубление основной модуляции на коллектор.

Тройная коллекторноная модуляции

Тройная коллекторноная модуляции (рис.3.25) дает наилучшие результаты. Здесь модулятор воздействует на коллекторную цепь не только оконечного, но и предоконечного каскада, т.е. здесь синфазно с коллекторным напряжением изменяется и амплитуда напряжения возбуждения U_б модулируемого каскада, в котором к тому же сохранена и цепочка автоматического базового смещения R_бC_б.

Рис.3.25.

Таким образом, в каскаде с тройной коллекторной модуляцией используются две внешние принудительные модуляции коллекторная модуляция питанием коллектора и базовая модуляция возбуждением, и одна внутренняя – автоматическая модуляция базовым смещением. В предоконечном каскаде передатчика обычно используется также коллекторная модуляция с коэффициентом модуляции m_б=0,75÷0,8. Регулировка глубины модуляции m_б позволяет минимизировать нелинейные искажения.

Коллекторное напряжение в максимальном режиме определяется (3.34), а напряжение в режиме несущей частоты принимается принимается равным:

| E_кнес.| ≤ , (3.39)

где величина 1/К_Ώ характеризует степень недоиспользования транзистора по коллекторному напряжению, Е_к._доп допустимое напряжение между коллектором и эмиттером для схемы с ОЭ, K_Ώ≈1,1÷1,25.

Основные энергетические показатели максимального (пикового) режима выходной цепи генератора с коллекторной модуляцией определяются формулами

P_~max = P_~н(1+m)² (3.40)

P_к0max= |Е_кmax|I_к0max= P_к0н(1+m)² (3.41)

P_{пот.к.max} = P_к0max – P_~max = P_пот.к.н(1+m)² (3.42)

η _к.max= P_~max / P_к0max= η _к.н. – const. (3.43)

Работа модулируемого (выходного) каскада с постоянным КПД – важное преимущество коллекторной модуляции по сравнению с базовой модуляцией смещением и УМК.

Поскольку генератор с коллекторной модуляцией в максимальном режиме должен отдавать мощность Р_~max, определяемую (3.40), то эта мощность является основополагающей при выборе транзистора по колебательной мощности в соответствии с (3.32).

Средняя колебательная мощность амплитудномодулированных колебаний (индекс «τ »), независимо от метода модуляции, равна:

P_~τ (3.44)

Средняя подводимая к генератору мощность, отдаваемая источником питания при коллекторной модуляции, определяется формулой:

P_0ср= P_0τ=Р_0н(1+ ), (3.45)

где m_ср–средняя глубина модуляции (в настоящее время принимают m_ср ≈0,3), а

Р_к0н=I_к0н |Е_кн| = (3.46)

Здесь η_к – КПД коллекторной цепи, величина которого постоянна при всех режимах модуляции (как при анодной модуляции).

Как и при анодной модуляции, мощность рассеяния на коллекторе при коллекторной модуляции проверяется в режиме модуляции:

Р_к.пот.τ= Р_{к.пот.н.}(1+ ) (3.47)

(мощность, рассеиваемая на коллекторе в максимальном режиме при m_к=1, не опасна дли транзистора, гак как выделяется в весьма короткие – мгновенные промежутки времени, поскольку f_в >>F).

Мощность модулятора должна быть равна:

Р_~Ώмод =0,5m² ·Р_к0н (3.48)

Средняя мощность, потребляемая модулируемым генератором в режиме модуляции, слагается из мощности Р_конес, расходуемой в цепи коллектора источником постоянного коллекторного напряжения питания, и мощности Р_~Ώк1, поступающей от модулятора. Ввиду того, что КПД генератора с коллекторной модуляцией не изменяется, подводимая к генератору мощность при увеличении полезной мощности Р_~ср за счет мощности боковых частот возрастает только за счет мощности, поступающей от модулятора. Поскольку КПД генератора η_к <1, мощность, подводимая к генератору модулятором, расходуется не только на создание боковых полос радиосигнала, но и на дополнительные потери в транзисторе. С учетом (3.42) и (3.46) получим:

P_~Ώк.м1= Р_~н+ (3.49)

(так как Р_к.0н= Р_~н + Р_к.пот.н )

Таким образом, потери на коллекторе при модуляции возрастают.

3.5.4. Анализ и метод расчета двойной коллекторной модуляции

Преимущества коллекторной модуляции в генераторе с автоматическим смещением в цепи базы.

Напряжение смещения на базе при двойной коллекторной модуляции равно:

|Е_б|=I_б0R_б,

где I_бо постоянная составляющая положительного импульса базового тока, а R_б сопротивление автоматического смещения цепи базы. При этом амплитуда напряжения возбуждения U_mб остается постоянной во время модуляции. Величина cопротивления резистора цепи автоматического смещения равна:

R_б= , (3.50)

где Е_б – требуемое напряжение смещения на базе в максимальном режиме.

При этом наименьшее (обратное по знаку, т.е. запирающее) смещение на переходе база – эмиттер имеет место в максимальном режиме, оно равно:

Е_бmax=– I_б0(max)R_б= – I_б0minR_б (3.51)

Здесь I_б0(max) постоянная составляющая тока базы в максимальном режиме, где она имеет наименьшее значение, так как почти весь ток эмиттера поступает на коллектор транзистора.

Автоматическое смещение на базе сглаживает изменения базового тока во всех точках характеристик, начиная с максимального режима и кончая минимальным, поэтому величины составляющих I_б0 и I_mб1 в телефонной точке (и всех других промежуточных точках) будут меньше чем при одинарной коллекторной модуляции, а это приводит к значительному ослаблению недостатков, характерных для одинарной коллекторной модуляции. Кроме того, двойная коллекторная модуляция с U_mб= const. обеспечивает более линейную модуляционную характеристику, а также повышенный КПД генераторного каскада за счет снижения угла отсечки коллекторного тока в режиме несущей частоты.

Расчет режима максимальной мощности

В начале расчета прежде всего производится определение типа транзистора для рассчитываемого генератора. При этом следует руководствоваться исходными (из ТУ) данными. После выбора пригодного типа транзистора разрабатывается полная принципиальная схема модулируемого каскада. Как отмечалось выше, максимальном режиме электронный режим должен быть слабо перенапряженным или в крайнем случае критическим..

Расчет максимального режима производится на колебательную мощность Р_~треб=Р_~макс при угле отсечки коллекторного тока, определяемым (3.38). При коллекторном напряжении в режиме несущей частоты Е_к.н, определяемым (3.39), требуемая мощность транзистора определяется (3.36); если Е_к.н определяется (3.37), то требуемая мощность транзистора определяется (3.32). Зная верхнюю рабочую частоту f_в, требуемую мощность в нагрузке Р_{~ треб} = Р_{~ max}, E_кmax, θ_к.макс и ξ_к._макс можно (и наиболее удобно) произвести расчет коллекторной и базовой цепей в точке максимального режима аналитически. В конце такого расчета определяется величина сопротивления автоматического смещения в цепи базы:

R_б= . (3.52)

Если в точке максимального режима модуляции напряжение смещения Е_бмакс, найденное в ходе расчета, окажется прямым по знаку, то, очевидно, его нельзя обеспечить за счет цепочки базового автоматического смещения. В таком случае надо или уменьшить угол отсечки θ_кмакс до величины, при которой смещение Е_б.макс будет обратным по знаку, или выполнить комбинированное смещение базовой цепи модулируемого генератора.

Расчет коллекторной и базовой цепей в максимальном режиме производится по общепринятой методике расчета транзисторного генератора на заданную мощность [1,7].

Расчет режима нулевой точки

Известно, что точка минимального режима является крайней точкой при модуляции «вниз». При этом, если глубина модуляции m_к=1, то точку минимального режима принято называть нулевой точкой модуляции. При m_к<1 минимальный режим не совпадает с режимом нулевой точки. Основной целью расчета минимального режима является определение составляющих тока базы I_б0 и I_mб1, последний определяет мощность возбуждения, т.е. мощность предыдущего предыдущего каскада. Кроме того, знание величин этих токов позволяет определить и данные минимального режима при m_к<1.

В точке минимального режима при глубине модуляции m=1, т.е. в нулевой точке:

Е_к=е_кmin≈Е_б.в≈0; U_кm= U_{кm min}=0; I_к0 = I_{к0 min}=0,

где Е_б.в напряжение сдвига или отсечки коллекторного тока (рис.3.26а).

Напряжение е_б – напряжение между базой и эмиттером транзистора в схеме с ОЭ – равно:

е_б=Е_б + U_mбcosωt,

где

Е_б= – I_б0R_б (3.53)

Поскольку в нулевой точке е_кmin≈Е_б.в≈0, то для расчета базовой цепи в нулевой точке в качестве динамической характеристики базового тока i_б=φ(e_б) при е_к –const., можно использовать характеристику i_б=φ(e_б) при е_кmin = Е_кmin ≈ Е_б.в ≈ 0; эти характеристики обычно приводятся в справочниках и могут быть аппроксимированы прямой линией (рис.3.26^б.). При этом базовый ток определяется формулой:

i_б = S_б(e_б –E_б0)

Амплитуда косинусоидального импульса базового тока, который появляется при подаче на базу косинусоидального напряжения U_mбcosωt, равна:

i_бmax= S_б(E_б – E_б0 + U_mб),

a)

б)

Рис.3.26

а угол отсечки базового тока определяется формулой (рис.3.26в):

сosθ_бmin = – ' (3.54)

тогда:

i_бmax= S_бU_mб(1 – cosθ_бmin), (3.55)

т.е.:

S_бU_mб = (3.56)

Для мощных транзисторов можно принять [6]:

Е_б0 ≈ Е_б.в (3.57)

Составляющие тока базы определяются выражениями:

I_б0=α_б0i_бmax (3.58)

I_б1=α_б1i_бmax ,

где α_б0 и α_б1 – коэффициенты разложения косинусоидального импульса базового тока.

Разделив (3.58) на (3.56) получим, что:

b_0б= φ₁(θ_min),

где

b_0б= α_б0(1– cosθ_бmin). (3.59)

Подставляя (3.53) в (3.54) и решая полученное уравнение относительно получим трансцендентное уравнение:

(3.60)

Уравнение (3.60) может быть решено либо графически, либо на ЭВМ. (программа KM0 на языке БЕЙСИК и идентификация использованных в ней символов приведены в Приложении 5, эта программа может быть использована для расчета нулевого режима при коллекторной модуляции в генераторах, построенных по схеме с ОЭ на транзисторах типов как npn, так и pnp). В результате решения определяется угол отсечки базового тока θ_бmin, после чего вычисляются составляющие импульса базового тока по формулам:

I_б0min0=S_бU_бmax b_0б0

I_б1min0=S_бU_бmax b_{1б1 ,} (3.61)

где

b_1б= α_б1(1– cosθ_бmin).

Напряжение смещения на базе в нулевой точке:

Е_бmin0 = – R_бI_б0min, (3.62)

Мощности в цепи базы:

мощность возбуждения:

Р_б~возб=0,5U_бmI_б1min (3.63)

мощность рассеяния на базе:

Р_{б.min пот.0} = Р_б~возб – |Е_бmin0|I_б0min (3.64)

Р_{б.min пот.0} = Р_б~возб – (3.64а)

Расчет режима несущей частоты (режима молчания)

Учитывая сравнительно высокую линейность модуляционной характеристики при двойной коллекторной модуляции расчет режима молчания можно выполнить по данным расчетов максимального (индекс «max») и минимального режимов, используя следующие соотношения, очевидные из линейной аппроксимации модуляционных характеристик:

I_к0н= ; I_m1н= ;

U_mкн= ; Е_кн= ;

P_~н= ; Р_к0н=|Е_кн|I_кн= ; (3.65)

Р_пот.к.н= Р_к0н – P_~н= ;

Е_бн= − I_б0нR_б;

Р_~б.н=0,5U_mбI_mб1н;

Р_пот.б.н = Р_п.б.н |E_б.н.۰I_б0н.|;

Р_пот.н= Р_п.к.н+ Р_п.б.н;

Расчет минимального режима

Расчет минимального режима выполняется в случае, когда m_к< 1, т. е. когда точки нулевого и минимального режимов не совпадают. Значение m_к,меньшее единицы, обычно принимается в предоконечных каскадах передатчиков и радиоустройств с тройной и двойнойколлекторной комбинированной модуляцией, осуществляемой в выходных каскадах. При этом расчетминимального режима выполняется с помощью простых формул линейной аппроксимации модуляционных характеристик в следующем порядке:

I _к0min= I _к0н(1m_к)

I _mк1min= I _mк1н(1m_к)

U_mкmin=R_эI _mк1min= U_mкн(1m_к)

Е_кmin= E_кн(1m_к)

ξ_к=

Р_к0min= Р_к0н(1m_к)²

Р_к~min= Р_к~н(1m_к)² (3.66)

Р_к0min= Р_к0н(1m_к)²

Р_{к.пот.min}= Р_к.пот.н(1m_к)²

η_кmin=η_кн=η_кmax

I_б0min=2I_б0н I_б0max

I_б1min=2I_б1н I_б1max

Р_~бmin=0,5U_mбI_б1min

Р_{пот.б.min}= Р_~бmin |Е_бminI_б0min|

Р_пот.min= Р_{к.пот.min}+ Р_{б.пот.min}

Расчет режима модуляции

При двойной коллекторной модуляции, когда амплитуда напряжения возбуждения U_mб =const., благодаря линейности модуляционных характеристик, данные коллекторной цепи для ре жима модуляции можно рассчитать по формулам (3.44 – 3.47), а мощность потерь на базе – по формуле:

Р_пот.б.τ= Р_пот.б.н (3.67)

Суммарная мощность рассеяния, выделяемая в корпусе транзистора в режиме модуляции, определяется мощностью Р_пот.к.τ по формуле (3.47), а также мощностью рассеяния в базовой цепи Р_пот.б.τ. Можно показать, что

Р_пот.б.τ≈ Р_{пот.б.н.} (3.68)

Поэтому для окончательной оценки теплового режима работы транзистора в схеме модулируемого каскада здесь следует пользоваться формулой:

Р_пот.Στ= Р_пот.к.τ+ Р_пот.б.н ≈ ≤ Р_{пот..доп} (3.69)

Здесь P_{пот..доп} — допустимая мощность рассеяния корпуса транзистора (или корпуса транзистора с радиатором).

Определение исходных данных для расчета предшествующего каскада и модулятора

Для определения мощности, требуемой от предшествующего каскада, можно воспользоваться формулой:

Р_{~треб.пок.к.}= Р_~бmin / η_к.пок (3.70)

где η_к.пок = 0,2÷0,5 КПД контура предшествующего каскада; Р_~бmin – мощность возбуждения модулируемого каскада, отнесенная к его входным зажимам и найденная, как правило, в ходе расчета минимального (или нулевого при m_к=1) режима модуляции, поскольку в этом режиме мощность возбуждения имеет максимальное значение. На мощность P_{треб.пок} и рассчитывается предшествующий каскад высокочастотного тракта передатчика.

Мощность модулятора (с учетом потерь в модуляционном трансформаторе) рассчитывается по формуле

Р_~Ώ= Р_~м= Р_~Ώк.м1/η_тр=m² Р_к0н/2η_тр, (3.71)

в которой обозначены:

Р_к0нес= Р_к0молч мощность питания коллекторной цепи в режиме несущей частоты;

η_тр = 0,75÷0,95 к.п.д. модуляционного трансформатора:

Р_~Ώк.м1=0,5Е_кΏI_кΏ= (цифра «1» в индексе отмечает, что здесь принудительно модулируется только выходной каскад).

3.5.5. Расчет транзисторного генератора с тройной модуляцией

Расчет максимального режима

Тройная модуляция транзисторного генератора аналогична тройной анодной модуляции лампового генератора. По исходным данным, определяемым ТУ, сначала производится выбор типа транзистора и разрабатывается полная принципиальная схема. При этом руководствуются положениями, изложеными выше.

Расчет режима максимальной мощности генератора с тройной коллекторной модуляцией совпадает с соответствующим расчетом при двойной коллекторной модуляции с U_бmconst., поскольку и в том, и в другом случаях режим работы генератора слабо перенапряженный, близкий к критическому. При этом следует иметь в виду, что амплитуда напряжения возбуждения теперь также будет изменяться:

U_mб= U_mбн(1+m_бcosΏt),

поэтому найденное при аналитическом расчете значение U_бmmax будет справедливо лишь для максимального режима. При расчете максимального режима тройной коллекторной модуляции дополнительно необходимо рассчитать по (3.52) величину сопротивления резистора цепи автоматического смещения и значение m_бпред – предельную величину глубины модуляции предоконечного каскада:

m_б.пред≈ ≈0,95÷1, ( 3.72)

где ≈ 0,25Е_б.в. (см.(3.57)).

Обычно на практике принимают значение m_б≈(0,5÷1)m_б.пред.

Расчет режима нулевой точки

Расчет начинается с определения амплитуды напряжения возбуждения в нулевой точке (или в минимальном режиме) по формуле

U_mбmin0= U_mбmax (3.73)

Дальнейший расчет выполняется и полном соответствии с описанным выше расчетом аналогичного режима при двойной коллекторной модуляции с U_mбconst., но при U_mб= U_mбmin0 . Далее, по формулам (3.60), (3.61), (3.63) и (3.64) рассчитываются все необходимые данные базовой цепи. Такой метод расчета применяется при m_б< m_бпред и в этом случае обеспечивает достаточно высокую точность. При больших значениях m_б (m_б>0,6÷0,7), когда токи I_б0min и I_б1min малы, при таком методе расчета относительная погрешность возрастает, поскольку в основу вывода расчетных формул (3.60) и (3.61) положена линейная аппроксимация характеристики базового тока i_б= φ(е_б) при е_к = Е_кmin ~Е_бв~0. Очевидно, что при больших m_б за счет малых токов I_б0min и I_б1min, а также изза стремления к нулю величии U_mбmin0 и Е_бmin0, аппроксимированная прямая будет отличаться от реальной для данного случая. Для повышения точности расчета режима нулевой точки необходимо принимать:

S_б ≈ (0,2÷0,5) S_к , (3.74)

а в ряде случаев, когда в генераторе используются маломощные транзисторы:

S_б≈ S_ккр (3.74а)

Таким образом, при m_б>0,60,7, весь порядок расчета в пулевой точке сохраняется, но только в формулах (3.58) (3.61) следует использовать S_б из (3.74) (3.74а). Заметим, что при m_б≥0,9 базовые токи I_б0min0 и I_б1min0 в нулевой точке очень малы, их можно считать равными нулю, и расчет в нулевой точке приводит к величинам, равным пулю, поэтому расчет нулевой точки может быть снят совсем.

Расчет режима несущей частоты (режима молчания)

Ввиду линейности статических модуляционных характеристик при тройной коллекторной модуляции расчет коллекторной и базовой цепей в режиме молчания можно с достаточно высокой точностью произвести по приведенным выше формулам линейной аппроксимации (3.65). При этом необходимо учитывать (3.77). Кроме того, следует иметь в виду, что расчет базовой цепи по этим формулам справедлив при m_б ≤(0,3÷0,5). При больших значениях m_б появляется некоторая нелинейность (вогнутость) модуляционных характеристик составляющих тока базы I_б0 и I_mб1 в их нижней части. Поэтому при m_б >0,5 с целью уточнения в формулы для I_б0н и I_mб1н следует ввести некоторый коэффициент, меньший единицы:

I_б0н ≈(0,80,9) (3.75)

I_б1н ≈(0,80,9) (3.76)

U_mбн= , (3.77)

после чего продолжать расчет Е_бн, Р_~б и др. по формулам (3.65).

Расчет режима модуляции

Для расчета коллекторной цепи в режиме модуляции можно воспользоваться формулами (3.44)(3.47), справедливыми при любом способе коллекторной модуляции. Однако при тройной коллекторной модуляции окончательная проверка мощности рассеяния в транзисторе должна быть произведена не по формулам расчета мощности потерь из (3.67), а по формуле (3.49):

Р_Σпот.τ=Р_пот.к.τ + Р_пот.б.τ≤ Р_{Σпот.доп.} ,

где:

Р_Σпот.τ – суммарная мощность рассеяния, выделяемая в транзисторе;

Р_{пот.к.τ.} мощность рассеяния на коллекторе (из 3.47);

Р_{пот.б.τ.} мощность рассеяния на базе (из 3.67);

Р_{Σпот.доп} допустимая мощность рассеяния в транзисторе.

Определение исходных данных для расчета предоконечного каскада и модулятора

Здесь расчет полностью совпадает с подобным расчетом для двойной коллекторной модуляции. Практика расчетов показывает, что в отличие от других способов коллекторной модуляции, мощность Р_{треб.пок}=Р_{~max пок} сни жается в несколько раз, а дополнительная мощность Р_Ώ.пок, требуемая от модулятора для модуляции предоконечного каскада, имеет малую вели чину по отношению к основной ее части, равной Р_{~ Ώ.вк} = Р_{~ Ώ.км1} (3.71).