8.1. Структурная схема цифрового ствола

8.2. Аналого-цифровой ствол

8.3. Цифровой ствол на аналоговой РРЛ

8.4. Методы модуляции в цифровых РРЛ

8.4.1. Двухпозиционные методы модуляции

8.4.2. Многопозиционные методы модуляции

8.5. Методы демодуляции в цифровых РРЛ

8.5.1. Краткий анализ методов демодуляции

8.5.2. Способы формирования опорного колебания

8.6. Низкоскоростные цифровые радиорелейные станции

8.6.1. Классификация и общая характеристика ЦРРС

8.6.2. Аппаратура цифровых радиорелейных линий МИК-РЛ11, МИК-РЛ15, МИК-РЛ8

8.1. Структурная схема цифрового ствола

Широкополосный ствол РРЛ, предназначенный для передачи сигналов в цифровой форме, называют цифровым стволом. На рисунке 8.1а показана структурная схема оконечной станции ЦРРЛ, на рисунке 8.1б -структурная схема промежуточной станции, на рисунке 8.1в структурная схема устройства сопряжения УС.

На оконечной станции линейный цифровой сигнал ЛЦС в коде стыка (например, HDB-3) поступает на вход устройства сопряжения УС, задачей которого является преобразование ЛЦС к виду, удобному для передачи по РРЛ. В модуляторе МД производится модуляция сигнала промежуточной частоты по одному из параметров (частота, фаза, либо амплитуда и фаза).

Промодулированный сигнал ПЧ в передатчике ПД переносится в рабо чую область частот, усиливается и затем излучается антенной. Передатчики и приемники выполняют по таким же схемам, как и для аналоговых РРЛ. В обратном направлении сигнал, принятый антенной, усиливается и переносится на ПЧ в приемнике ПР. Затем с выхода демодулятора ДМ цифровой сигнал подается на устройство сопряжения, где формируется линейный цифровой сигнал.

В состав промежуточной станции входят регенераторы Р, задачей которых является восстановление временных и амплитудных соотношений в цифровом сигнале. Благодаря этому исключается накопление шумов вдоль радиорелейной линии. Промежуточная станция может работать в режиме ретрансляции без регенерации сигналов. Очевидно, что в этом случае происходит явление накопления шумов.

Рассмотрим схему устройства сопряжения УС (рисунок 8.1 в). На вход УС поступает линейный цифровой сигнал ЛЦС по кабельной соединительной линии от аппаратуры систем передачи, например, ИКМ-120. В регенераторе Р1 ЛЦС восстанавливается и подается на преобразователь кода ПК1. В этом преобразователе линейный цифровой сигнал преобразуется в бинарный однополярный (как правило, положительной полярности). Кроме того, в ПК удаляется избыточная информация из ЛЦС, введенная в него для улучшения статистических свойств. Например, если ЛЦС поступает в коде HDB-3, то из него удаляются вставки типа 000V и B00V.

На выходе ПК1 формируется цифровой сигнал в коде NRZ, чем обеспечивается минимальная ширина полосы частот сигнала на выходе модулятора МД.

Скремблер СКР предназначен для улучшения статистических свойств цифрового сигнала. Дело в том, что при появлении в цифровом сигнале длинных серий нулей или единиц ухудшается работа канала тактовой синхронизации, что приводит к увеличению коэффициента ошибок. Кроме того, при наличии в ЦС регулярных последовательностей спектр сигнала на выходе передатчика сосредотачивается в узкой полосе частот, что ведет к росту перекрестных помех между стволами РРЛ.

В скремблере цифровой сигнал складывается по модулю 2 с псевдослучайной последовательностью импульсов ПСП, формируемой в генераторе ПСП. В результате такой логической операции цифровой сигнал приобретает свойства почти случайного и, таким образом, упомянутые выше ситуации исключаются.

Регенератор Р2 устраняет искажения, внесенные элементами радиоствола. В дескремблере ДСК из цифрового сигнала удаляется ПСП. Преобразователь кода ПК2 формирует на своем выходе линейный цифровой сигнал в коде стыка.

Принципы работы регенератора и скремблера подробно рассмотрены в [1,2].

8.2. Аналого-цифровой ствол

В данном случае передача цифрового сигнала производится по стволу аналоговой РРЛ с ЧМ совместно с групповым сигналом. Например, в отечественной аппаратуре ОЦФ-2У цифровой сигнал со скоростью 2,048 Мбит/с передается на поднесущей частоте, расположенной выше спектра многоканального сигнала методом фазовой модуляции ОФМ.

Структурные схемы устройств совмещения аналогового и цифрового сигналов на передаче и на приеме приведены на рисунках 8.2а 8.2б.

На передающем конце ЛЦС, пройдя через типовые блоки, поступает на фазовый модулятор ФМД, где модулирует колебания поднесущей частоты генератора ГЕН. Н а выходе ПК формируется цифровой сигнал в относительном коде. Поэтому на выходе ФМД формируется сигнал ОФМ.

Спектр этого сигнала ограничивается в ПФ с целью уменьшения помех аналоговым сигналам. На вход устройства сложения УСЛ поступают сигналы от оконечного оборудования телефонного ствола ООТФ. Это многоканальгый телефонный сигнал и сигналы служебной связи СС.

На приемном конце сигнал с выхода частотного демодулятора ЧД поступает на устройство разделения УР. После фильтрации в полосовом фильтре ПФ цифровой сигнал подается на фазовый демодулятор ФД, на второй вход которого подан сигнал от опорного генератора ГЕН. После прохождения типовых блоков ЛЦС поступает в кабельную соединительную линию.

Оборудование типа ОЦФ-2У применяется для передачи низкоскоростных ЦС, при передаче сигналов звукового вещания в цифровой форме.

8.3. Цифровой ствол на аналоговой РРЛ

В данном случае пропускная способность аналогового ствола используется полностью для передачи цифрового сигнала. Однако, должна быть сохранена система телеобслуживания, каналы служебной связи аналоговой РРЛ.

Структурные схемы устройств сопряжения на передаче и на приеме приведены на рисунках 8.3а и 8.3б. На передающей стороне цифровой сигнал подвергается типовым преобразованиям. Преобразователь кода ПК2 формирует цифровой трехуровневый сигнал типа ЧПИ. Особенностью спектра такого сигнала является отсутствие низкочастотных составляющих, что и используется для сохранения каналов служебной связи аналоговой РРЛ. Фильтр нижних частот имеет полосу пропускания от 6 до 6,5 МГц, ограничивает спектр трехуровневого сигнала. Так как при этом полоса частот 6,5…9 МГц оказалась свободной, то имеется возможность применять для оценки состояния цифрового ствола КУ существующей аппаратуры аналоговой РРЛ.

Сигнал с выхода устройства сложения поступает на частотный модулятор.

В приемной части с выхода частотного демодулятора сигнал подается на устройство разделения УР. Цифровой трехуровневый сигнал подается на ПК3, где преобразуется в бинарный сигнал. После дескремблера ДСК в ПК4 формируется ЛЦС. Фильтр нижних частот ограничивает мощность тепловых шумов.

По рассмотренному варианту организации цифрового ствола обычно передают цифровые сигналы 8,448 Мбит/с. Для увеличения пропускной способности цифрового ствола применяется одновременная передача двух ЛЦС со скоростями 8,448 Мбит/с методом четырехпозиционной ЧМ с помощью устройства сопряжения типа ОЦФ-17 [3].

8.4. Методы модуляции в ЦРРСП

Организация большинства линейных трактов требует дополнительной обработки информации перед передачей. В ЦРСП эта обработка заключается в переносе цифрового сигнала в соответствующую область спектра частот путем модуляции несущей. Модуляцию можно рассматривать как дополнительный этап в согласовании источника информации с каналом связи и, следовательно, как часть процесса кодирования в канале с точки зрения теории информации. Такое определение позволяет правильно поставить вопрос об эффективности и пропускной способности любых методов кодирования-модуляции.

Выбор метода передачи цифровой информации по РРЛ зависит от совокупности требований, часто являющихся противоречивыми: качество передачи и пропускная способность (скорость передачи), эффективность использования спектра и диапазона частот, электромагнитная совместимость и максимальная возможность использования существующего оборудования аналоговых РРЛ и ряд других. Приоритет, отдаваемый при выборе метода модуляции – демодуляции тому или иному из перечисленных требований, как правило, определяется назначением ЦРСП, хотя существует принципиальная возможность применения любых из известных способов изменения одного из трех параметров гармонического сигнала: амплитуды, частоты, фазы или их комбинаций.

В ЦРСП могут использоваться те же виды модуляции, что и в аналоговых системах: амплитудная (AM), частотная (ЧМ), и фазовая (ФМ). При цифровом способе передачи эти параметры изменяются дискретно, вследствие чего различают 2-х уровневые (2-х частотные, 2-х позиционные) и многоуровневые (многочастотные или многопозиционные) методы модуляции (правильнее манипуляции) амплитуды (частоты или фазы). При этом следует заметить, что многопозиционные виды манипуляции используют либо для увеличения пропускной способности цифровых радиоканалов без расширения полосы пропускания тракта, либо для передачи цифровой информации, использующей коды с многозначными символами, например троичные, четверичные и другие.

8.4.1. Двухпозиционные методы модуляции

В настоящее время набольшее распространение в низкоскоростных ЦРРСП получили такие методы модуляции, как двухпозиционная ЧМ и относительная фазовая модуляция ОФМ. ОФМ (иногда употребляется название – фазоразностная модуляция) была предложена Н.Т. Петровичем в 1954г. Кроме того, с целью устранения из спектра модулированного сигнала в.ч. составляющих и формирования “компактного” спектра применяется частотная манипуляция с минимальным сдвигом.

Фазовая модуляция.

Во всех вариантах фазовой модуляции используется относительное кодирование цифрового сигнала (ЦС) перед его подачей на модулятор и относительное декодирование после демодуляции. Это необходимо для устранения явления “обратной работы” – изменения полярности сигнала на выходе демодулятора при случайном изменении фазы опорного колебания на 180º.

В наиболее простом случае двухпозиционной ОФМ, имеющей два возможных значения начальной фазы - 0º и 180º, структурная схема модулятора имеет вид, показанный на рисунке 8.4 а.

При поступлении ЦС на вход триггера T, работающего в счетном режиме, очередного символа “1” триггер изменяет свое состояние на противоположное, что вызывает изменение знака несущего колебания после перемножения, то есть процесс ОФМ.

Математический переход от абсолютного кода к относительному записывается в виде:

где и - смежные двоичные символы цифрового сигнала в относительном коде;

- очередной двоичный символ в абсолютном (исходном) коде.

Процесс формирования сигнала ОФМ показан на рисунке 8.4 б, где для простоты на одном тактовом интервале показан один период несущей (опорной) частоты.

Частотная манипуляция.

В ЦРРЛ применяются несколько разновидностей частотной манипуляции. Простейшей из них является двухпозиционная ЧМ; при которой символу “0” соответствует частота , а символу “1” – частота Существует два различных способа ЧМ в ЦРРЛ: ЧМ с разрывом фазы несущего колебания (когда манипуляция осуществляется путем коммутации независимых генераторов колебаний с частотами и ) и ЧМ без разрыва фазы (когда манипуляция осуществляется при помощи частотного или фазового модулятора). ЧМ сигнал с разрывом фазы может быть представлен как сумма двух АМ сигналов (одного с частотой , другого – с частотой ). Ширина спектра такого сигнала равна ширине спектра АМ сигнала плюс величина ЧМ сигнал без разрыва фазы имеет более компактный спектр и создает меньший уровень внеполосных излучений.

Сравнение видов модуляции при BER=10^-6 проведем по отношению сигнал /шум на входе приемника

 

где Р_с - средняя мощность сигнала, N₀ – спектральная плотность мощности шума на входе приемника; B – полоса частот, численно равная скорости передачи двоичных символов.

 

Значения h, полученные для различных видов модуляции путем изменения при фиксированных B и BER, приведены в таблице 8.1.

Таблица 8.1. Сравнительные характеристики методов модуляции

Метод передачи и способ приема	Поз.	Полоса Найквиста*	h, дБ	Особенности метода
АМ с двумя боковыми. Детектирование огибающей	2	B	17	Простой
ФМ, когерентное детектирование	2	B	10,5	Сравнительно простой, неэкономичный по полосе
	4	B/2	10,5	Сложный, экономичный по полосе
	8	B/3	13,8	Усложненный, экономичный по полосе
ЧМ, детектирование на дискриминаторе	2	B	13,4	Простой, неэкономичный по полосе

Полоса Найквиста^* - полоса, численно равная половине интервала между первыми “нулями” спектра сигнала относительно несущей.

В качестве примера на рисунке 8.5 приведены спектры сигналов AM, ОФМ, ЧМ. В табл.8.1 обозначено Поз. -число уровней манипуляции.

8.4.2. Многопозиционные методы модуляции

Четырехпозиционная ОФМ.

При четырехпозиционной ОФМ в случае передачи одного цифрового потока модулятор строится в соответствии со структурной схемой, приведенной на рисунке 8.6.

Входной ЦС делится на две последовательности А и В с помощью делителя потока ДП. Длительность двоичных символов каждой из них устанавливается равной 2T_и то есть в 2 раза больше, чем во входном ЦС. Одна из последовательностей сдвигается по времени на один тактовый интервал T_и для того, чтобы обе последовательности передавались синхронно (рисунок 8.7).

Между значением одной пары символов в последовательностях А и В и изменением фазы несущего колебания Δφ устанавливают определенное соответствие, основанное на коде Грея (таблица 8.2)

Таблица 8.2

Например, при передаче сигнала 1101010010 получаем в случае нулевой начальной фазы несущего колебания:

Входная последовательность	11	01	01	00	10
Изменение фазы несущего колебания, Δφ	180˚	90˚	90˚	0˚	270˚
Фаза несущего колебания φ	180˚	270˚	360˚	0˚	270˚

Выработка напряжений, обеспечивающих, изменения фазы 4 – ОФМ сигнала в соответствии с таблицей 8.2, производится с помощью логической схемы (ЛС). При этом значения фазы несущего колебания φ_А и φ_В, равные в момент начала рассмотрения соответственно φ_А0 и φ_В0, изменяются в соответствии с таблицей 8.3.

Таблица 8.3

Символу О последовательности A(B) соответствует определенное значение φ_А0(φ_В0), символу 1 – значение φ_А(φ_В), отличающееся от φ_А0(φ_В0) на 180˚.

При изменении символа в последовательности А(В) на противоположный происходит изменение фазы φ_А(φ_В) на 180˚, что приводит к повороту фазы суммарного выходного колебания на 90˚ (рисунок 8.8).

Изменение символов сразу в обеих последовательностях соответствует изменению φ_Σ, на 180˚. Изменения фазы суммарного выходного колебания Δφ_Σ, соответствующие заданной паре символов последовательностей А и В, получаются такими же, как в таблице 8.2.

Полоса пропускания П для ОФМ численно равна:

П = (1,1…1,2)В,

где В – скорость передачи информации. Значит, удельная пропускная способность системы связи γ = В/ П в этом случае близка к 1 бит/с/Гц. В случае 4 - ОФМ

П = (1,1…1,2)В/log₂N,

где N – число уровней манипуляции. То есть при 4 – ОФМ γ примерно равняется 2 бит/с/Гц.

К недостаткам методов ФМ относится уменьшение амплитуды огибающей до нуля в те моменты времени, когда фаза несущей изменяется на 180˚. Этот эффект вызывает появление значительных внеполосных излучений, а так же дополнительных искажений сигнала вследствие АМ-ФМ конверсии в ВЧ тракте. От этого недостатка свободен метод 4 – ОФМ со сдвигом (4–ОФМ-С), отличающийся от 4–ОФМ тем, что изменение фазы в квадратурных каналах происходит не одновременно, а поочередно со сдвигом во времени на тактовый интервал. При этом никогда не возникают скачки фазы на 180˚, так как изменение фазы на противоположную в одном из каналов вызывает сдвиг фазы результирующего колебания на 90˚ (рисунок 8.9).

В высокоскоростных цифровых РРЛ применяются более сложные виды модуляции. Наибольшее распространение получила квадратурная амплитудная манипуляция (КАМ), которая предполагает амплитудную модуляцию синфазной и квадратурной составляющих несущей. В общем случае сигнал КАМ может быть представлен в виде:

U_КАМ(t)=U[С₁(t)cosωt+C₂(t)sinωt],

где С₁(t) и C₂(t) – модулирующие сигналы в квадратурных каналах. Если модулирующие сигналы принимают дискретные значения ±1; ±3, то при этом получается 16 – позиционная КАМ (КАМ-16). Расположение сигнальных точек на амплитудно-фазовой плоскости (“созвездие”) при ведено на рисунке 8.10.

На практике также применяются КАМ-64, КАМ-128.

8.5. Методы демодуляции в ЦРРС

8.5.1. Краткий анализ методов демодуляции

Эффективность использования того или иного метода передачи цифровой информации по трактам ЦРСП в значительной степени зависит от избранного способа демодуляции, т.е. от метода приема, осуществляемого в ЦРСП, как правило, на промежуточной частоте. Под методами приема понимают математические алгоритмы обработки сигнала с целью определения символа, переданного источником сообщения. Под приемником понимается устройство, реализующее некоторый метод (алгоритм) приема. Типов приемников значительно больше, нежели методов приема, так как каждый из методов может быть реализован различными техническими путями.

Демодулятор – основа приемника – является одним из наиболее сложных узлов ЦРСП, в значительной степени определяющим показатели качества системы передачи в целом.

ЦСП являются синхронными системами связи, в которых на приемной стороне известны начало и конец каждой посылки сигнала. Эта информация используется для повышения помехоустойчивости приема при всех видах модуляции, поскольку синхронность работы приемника и передатчика позволяет применять оптимальные методы приема. Синхронность работы приемника достигается либо передачей вместе с сигналом специальных синхронизирующих колебаний, либо соответствующей обработкой самого сигнала, который всегда содержит информацию о начале и конце посылки.

Краткий анализ методов приема начнем с рассмотрения структуры приемника сигналов 2-АМ (рисунок 8.11).

Сигнал поступает на вход детектора через полосовой фильтр промежуточной частоты, полосу пропускания которого выбирают с учетом длительности тактового интервала Т и нестабильностей частоты возбудителя передатчика и гетеродинов приемника. После детектора сигнал поступает на ФНЧ с полосой пропускания 1/Т, оптимальной с точки зрения достижения максимальной помехоустойчивости приема информации. Далее сигнал подается на пороговое устройство (ПУ), порог срабатывания которого устанавливается на уровне, соответствующем принятым градациям амплитуды несущей с учетом теоретической оценки вероятности ошибки при использовании того или иного способа обработки сигнала в решающем устройстве (РУ). Необходимость применения РУ определяется тем обстоятельством, что сигналы на выходе как ФНЧ, так и ПУ отличаются от передаваемых, прежде всего из-за воздействия шумов и помех, поэтому необходим специальный алгоритм восстановления передающегося искаженного помехами сигнала.

Возможные алгоритмы работы РУ можно разделить на асинхронные и синхронные. При асинхронных алгоритмах положение границ тактовых интервалов не восстанавливается, а решение о передаваемых символах принимается на основании измерения временных интервалов между двумя последовательными фронтами сигнала, образующихся на выходе ПУ.

Рисунок 8.11. Структурная схема приемника сигналов АМ

Рисунок 8.12. Иллюстрация принципа построения когерентного демодулятора ФМ - сигналов

Характерным признаком синхронных РУ является наличие в их составе систем тактовой синхронизации (СТС), осуществляющих восстановление тактовых моментов принимаемого сигнала. Как правило, такое восстановление выполняется путем усреднения временных положений фронтов сигнала. Наиболее распространенными алгоритмами принятия решения в синхронных РУ являются интегральный прием и прием со стробированием (метод укороченного контакта). При интегральном приеме входной сигнал интегрируется за время каждого тактового интервала, результат интегрирования (напряжение) сравнивается с определенным образом выбранными пороговыми уровнями, что приводит к принятию решения относительно переданного на данном интервале символа. При этом на вход РУ обычно подается сигнал непосредственно с выхода детектора, поскольку функции ФНЧ выполняет собственно интегратор РУ.

На приеме по методу стробирования используется тот факт, что наиболее устойчивой и наименее уязвимой, с точки зрения помех, является центральная часть принятой посылки. В моменты времени, расположенные посредине между тактовыми моментами, схема синхронизации вырабатывает специальные стробирующие импульсы. В зависимости от уровня сигнала в момент появления стробирующего импульса определяется состояние принятой элементарной посылки. Этот метод приема обеспечивает правильную регистрацию импульсов при значительных искажениях их краев.

Анализ помехоустойчивости упомянутых способов приема сигналов 2-АМ показывает, что по эффективности РУ с интегральным приемом и приемом со стробированием практически совпадают. При сравнении синхронных и асинхронных РУ установлено, что при точной синхронизации синхронные РУ обеспечивают на 3дБ большую помехоустойчивость, причем оптимальной оказывается эквивалентная полоса пропускания ФНЧ, равная 1/Т.

Основной операцией во всех типах приемников сигналов ОФМ является операция интегрирования произведения сигнала и весовой функции в течение интервала Т, причем всегда Т£ t , где t - длительность элементарной посылки. Интервал интегрирования Т обычно выбирают кратным величине 2p / w ( w - частота несущей). Это обеспечивает оптимальную фильтрацию сигнала при произвольных фазах несущей и весовой функции, т.е. опорного колебания.

Известны и применяются три способа приема сигналов ОФМ: когерентный, корреляционный и автокорреляционный, перечисленные в порядке уменьшения помехоустойчивости по отношению к флуктуационной помехе.

Когерентное (синхронное) детектирование, осуществляемое при идеальной синхронизации по несущей частоте, является оптимальным методом приема сигналов ОФМ, т.к. при флуктуационных помехах он обеспечивает максимально возможную (потенциальную) помехоустойчивость. Этот метод реализуется в схеме (рисунок 8.12), содержащей перемножитель, генератор (Г) когерентного колебания, интегратор со сбросом в момент t₀=T и решающее устройство.

Однако реализация достоинств этого метода зависит от решения задачи формирования когерентного опорного напряжения, поскольку синхронное детектирование (перемножение) осуществляется в фазовом детекторе, где принимаемый ФМ сигнал взаимодействует с синхронным и синфазным с ним опорным напряжением.

В реальных системах когерентное опорное напряжение получают путем соответствующей обработки самого принимаемого сигнала в схеме восстановления когерентной несущей (ВКН), а вместо идеального интегратора со сбросом используют ФНЧ с полосой пропускания, примерно равной 1,2 В. В качестве РУ используется регенератор бинарного сигнала в состав которого входят цепи выделения сигнала тактовой частоты. Решение о том, какой сигнал передавался (0 или 1), принимается в середине К-го тактового интервала. Максимальная помехоустойчивость достигается при этом выбором параметров фильтров и коррекцией искажений тракта.

Структурная схема когерентного приемника сигналов ОФМ приведена на рисунке 8.13.

Рисунок 8.13. Упрощенная структурная схема когерентного приемника сигналов ОФМ

На ее вход поступает сигнал S(t). Пунктиром здесь выделено устройство ВКН, выполненное по схеме Пистолькорса, в которой цепь удвоитель частоты – узкополосный фильтр-делитель частоты, устраняя манипуляцию фазы и фильтруя помехи, формирует опорное колебание когерентное с принимаемым сигналом. Выходное напряжение фазового детектора ФД-продукт перемножения сигнала ОФМ и опорного колебания (весовой функции) – подвергается фильтрации в ФНЧ, регенерируется в регенераторе Рег, поступает на детектор относительного кода, представляющего собой устройство сложения i-й и (i-1)-й посылок по модулю два, и затем преобразуется в преобразователе кода ПК в абсолютный код {а_к}. Заметим, что погрешность выделения фазы опорного когерентного напряжения приводит к уменьшению амплитуды полезного сигнала и, следовательно, - к потере помехоустойчивости. К такому же эффекту приводит и погрешность выделения сигнала тактовой частоты, поскольку решение принимается в точке с амплитудой сигнала, отличной от максимальной.

При равновероятной передаче различных элементарных сигналов в спектре сигналов ОФМ несущего колебания нет, поэтому перед выделением опорного напряжения сигнала должен быть подвергнут специальному преобразованию-снятию манипуляции. Наиболее распространенный способ снятия манипуляции базируется на нелинейном преобразовании-умножении на m (где m – кратность манипуляции фазы) частоты принимаемого сигнала. При таком умножении фазы всех элементарных сигналов становятся кратными 2p , в результате чего сигнал превращается в не манипулированный. После этого он фильтруется либо с помощью ПФ, либо узкополосной системой фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Частота полученного при этом колебания делится затем на m, что и приводит к образованию опорного напряжения. Наиболее известными схемами, реализующими описанный принцип снятия манипуляции фазы, являются схемы, предложенные А.А. Пистолькорсом, В.И. Сифоровым и Д.П. Костасом. Из некогерентных способов приема сигналов ОФМ наибольшее распространение (в низкоскоростных системах) получил автокорреляционный. При этом методе приема (рисунок 8.14) в качестве сигнала опорного генератора используется задержанный на длительность тактового интервала ФМ-сигнал.

Рисунок 8.14. Структурная схема автокорреляционного демодулятора сигналов ОФМ

В ФД производится перемножение колебаний 2-х соседних посылок. Если фазы соседних посылок совпадают, на выходе появляется импульс положительной полярности. Таким образом, здесь производится непосредственное сравнение фаз посылок на несущей или промежуточной частоте. Это достигается путем совмещения во времени при помощи элемента памяти i-й и (i-1)-й недетектированных посылок. В качестве элемента памяти используются устройства, хранящие фазу несущего колебания воздействующей посылки: искусственную длинную линию, колебательный контур, высокодобротный электромеханический фильтр и т.д. Регенератор (Р_гн) осуществляет отсчет знака напряжения на выходе ФД, выдавая двоичные символы непосредственно в абсолютном коде, поскольку необходимое преобразование кода выполняется в ФД.

Выделение тактовой частоты из фазоманипулированного сигнала представляет определенные трудности. Дело в том, что в спектре бинарных сигналов на выходе перемножителей (фазовых детекторов) не содержится компонента с тактовой частотой, так как эти сигналы затянуты на целый тактовый интервал. Поэтому первым звеном цепи выделения сигнала тактовой частоты является нелинейный элемент.

В качестве последнего используются перемножители, выпрямители, устройства задержки на половину тактового интервала с последующим сложением и др. Спектр сигнала после нелинейного преобразования содержит компонент с тактовой частотой, которая и выделяется с помощью узкополосного фильтра. Последний, в зависимости от тяжести требований, предъявляемых к фазовым дрожаниям сигнала тактовой частоты, представляет собой либо резонансный контур, либо кварцевый фильтр, либо систему ФАПЧ.

На приеме частотно-модулированных сигналов обычно используется либо фильтровой дискриминатор, либо линейный частотный детектор. Кратко познакомимся с этими способами приема, имея в виду прием сигналов 2-ЧМ.

При приеме на фильтровой дискриминатор (рисунок 8.15) приемник содержит два идентичных параллельных тракта, отличающихся лишь частотами настройки полосовых фильтров.

Рисунок 8.15. Схема приемника сигналов ЧМ

На полосовые фильтры сигнал с выхода УПЧ –приемника поступает после амплитудного ограничителя. Теоретический анализ такого способа приема показывает помехоустойчивость приема сигналов 2-ЧМ. В реальном приемнике достижение высокой помехоустойчивости требует обеспечения высокой стабильности частоты, оптимизации полос пропускания ПФ и идентичности характеристик трактов дискриминаторов. Успех использования анализируемого способа приема зависит также от АЧХ ПФ и величины разноса частот при манипуляции. Однако анализ показывает, что для обеспечения помехоустойчивости фильтрового дискриминатора близкой к предельной даже при сравнительно малом разносе частот D f нет необходимости в использовании в качестве ПФ сложных колебательных систем. Так, при разносе частот D f=1,5Т^-1 уже при использовании фильтров, состоящих из одной пары связанных контуров с критической связью, потери в помехоустойчивости из-за малого разноса частот не превышают 1дБ. При этом следует отметить, что в принципе цифровой дискриминатор может быть использован в приемнике ЧМ-сигналов лишь при выполнении условия D f/2D f_н>0,7-1 (здесь D f_н – абсолютное значение нестабильности частоты сигнала), в противном случае посылки частот f₁и f₂ вообще не могут быть разделены.

При использовании в приемнике сигналов 2-ЧМ линейного частотного детектора (рисунок 8.16) для каждого заданного значения нестабильности частоты существует оптимальное значение разноса частот при манипуляции, для которого требуемое качество передачи информации обеспечивается при минимальной мощности полезного сигнала. Однако анализ показывает, что фильтровой дискриминатор обеспечивает всегда большую помехоустойчивость, чем линейный детектор, при чем выигрыш увеличивается по мере роста нестабильности частоты сигнала, поэтому на практике линейный детектор используется для приема сигналов ЧМ, когда разнос частот при манипуляции не может быть сделан достаточно большим, что как раз и характерно для радиорелейной связи.

Рисунок 8.16. Структурная схема линейного частотного детектора

Сравним рассмотренные методы приема по помехоустойчивости. На рисунке 8.17 представлены зависимости вероятности ошибки при приеме двоичных символов Ре от отношения E/N₀ – энергии элемента сигнала к спектральной плотности шума.

Рисунок 8.17. Вероятность ошибки при приеме сигналов ФМ, ОФМ, ЧМ, АМ

Из анализа кривых на рисунке 8.17, в частности, следует, что автокорреляционный способ приема сигналов с ОФМ по помехоустойчивости уступает когерентному. Это объясняется тем, что оба сигнала – принимаемый и задержанный опорный – подвергаются искажениям под влиянием шумов в равной степени. В тоже время при когерентной модуляции имеется возможность весьма эффективной фильтрации опорного колебания. В пользу когерентного способа приема говорит также использование относительно простого устройства декодирования, выполненного на логических интегральных элементах, в отличие от автокорреляционного приемника, где необходимо устройство задержки (запоминания) ВЧ-сигнала.

8.5.2. Способы формирования опорного колебания

Схема с фазовой АПЧ.

В данном случае опорное колебание получают от местного генератора (Ген) с ФАПЧ (рисунок 8.18). На выходе ФД2 появляется переменное напряжение с разностной частотой (частотой биений)

Ω_Б=2w _с - w _г ,

Рисунок 8.18. Схема формирования опорного колебания с фазовой АПЧ

где w _с,w _г– несущие частоты сигнала и опорного генератора. Установившийся режим в замкнутой ФАПЧ возможен только при Ω_Б = 0. При этом на выходе ФД2 действует постоянное напряжение.

U₁ = К_Д sin D j ,

где D j = d j _с - d j _г,

К_д – крутизна передаточной характеристики ФД;

d j _г – начальная фаза колебаний местного генератора.

Постоянное напряжение поступает на управляющий элемент генератора (варикап) и изменяет его частоту, а значит, и фазу, до тех пор, пока разность фаз между сравниваемыми на ФД2 колебаниями не снизится до некоторого остаточного значения. Остаточная разность фаз D j _ф поддерживает на выходе ФД2 необходимое для компенсации начальной расстройки. Полоса частот 2Dw _y, равная разности максимального и минимального значений частот подстраиваемого генератора, в пределах которой поддерживается Ω_Б = 0, называется полосой удержания.

Режим работы ФАПЧ, при котором сохраняется Ω_Б = 0, называется режимом слежения. При Ω_Б > 2D w _y схема переходит в режим биений. Остаточная разность фаз:

D j _ф (D w ) = -arcsin(D w /D w _y).

Фаза колебаний генератора с ФАПЧ следит за фазой сигнала, и поэтому в цепь синхронизации генератора не попадают шумы, отличающиеся по частоте от сигнала. Следовательно, ФАПЧ обладает фильтрующей способностью. Последнюю характеризуют эквивалентной шумовой полосой пропускания D w _э . В схеме с ФАПЧ можно получить D w _y >> D w _э, что дает достаточно малое значение d j _г в сравнении с D j _z (D j _z – фазовая расстройка, вносимая фильтром в опорное колебание при уходе частоты входного сигнала от номинального значения, на которое настроен фильтр).В этом преимущество фильтрации с помощью ФАПЧ в сравнении с ПФ. Рассмотренную схему называют схемой Пистолькорса.

Схема Сифорова.

В этой схеме (рисунок 8.19) снятие манипуляции выполняется путем удвоения частоты сигнала, фильтрация с помощью ФАПЧ, работающей, в отличие от схемы Пистолькорса, на частоте w = 2w _с .

Схема Костаса.

В схеме Костаса (рисунок 8.20) для снятия манипуляции служит перемножитель напряжений U1, для фильтрации – схема ФАПЧ. В качестве перемножителя используется обычный балансный модулятор.

Рисунок 8.20. Схема Костаса

ФД1 – демодулятор сигнала ИКМ-ФМ; ФД2 – детектор ФАПЧ.

Выходной сигнал Uв1 может быть определен с учетом работы ФАПЧ:

Uв₁ = К_Д cos D j (t)

где D j (t) = j _м(t) = 0,p - начальная фаза входного сигнала, изменяющаяся в процессе модуляции.

Местный генератор, фазосдвигающая цепь и ФД2 образуют квадратурный канал приема сигнала ИКМ-ФМ. Напряжение на его выходе

Uв₂ = К_Д sin D j (t)

Таким образом, в схеме Костаса для снятия манипуляции перемножают выходные напряжения ФД синфазного и квадратурного каналов приема. Напряжение на выходе перемножителя

Uв₃ = Uв₁ × Uв₂ = К_Д²sin2D j (t) = К_Д²sin2[j _м(t)- j _ф(t)] = К_Д²sinD j _ф» К_Д^{2D j} _ф

При значениях j _м(t) =0, p фаза выходного напряжения не будет изменяться, т.е. манипуляция снята. Это напряжение подается на управляющий элемент (варикап) опорного генератора.

Четырехфазная петля Костаса.

В этой схеме (рисунок 8.21) показаны ФД1, РИ1 (регенератор) и ФД2, РИ2 синфазного и квадратурного каналов соответственно.

Перемножители U1 и U2 выполняют перемножение выходных напряжений синфазного и квадратурного каналов. Выходные напряжения перемножителей складываются в противофазе в сумматоре. В результате такой обработки напряжение на выходе сумматора оказывается не модулированным. Оно служит для управления фазой опорного генератора. При этом синфазный и квадратурный каналы должны иметь одинаковые импульсные характеристики и вносить одинаковую задержку.

Рисунок 8.21. Четырехфазная петля Костаса.

8.6. Низкоскоростные цифровые радиорелейные станции

Технология цифровых РРЛ в настоящее время достигла высокого качественного и количественного развития во всем мире. Сегодня радиорелейные линии являются необходимым звеном телекоммуникационного пространства России и успешно конкурируют с другими средствами связи, в том числе кабельными и спутниковыми.

К основным достоинствам РРЛ можно отнести:

• возможность быстрой установки оборудования при небольших капитальных затратах;

• экономически выгодная, а зачастую и единственная, возможность Xорганизации связи на участках местности со сложным рельефом;

• возможность применения для аварийного восстановления связи в случае бедствий, при спасательных операциях и т.д.;

• эффективность развертывания разветвленных цифровых сетей в больших городах и индустриальных зонах, где прокладка новых кабелей слишком дорога или невозможна;

• высокое качество передачи информации по РРЛ.

8.6.1. Классификация и общая характеристика ЦРРС

Основными признаками, по которым классифицируются цифровые радиорелейные станции (ЦРРС), являются диапазон рабочих частот и пропускная способность.

Рекомендациями МСЭ, документами Государственной комиссии по радиочастотам (ГКРЧ России) и Государственными стандартами определены полосы радиочастот, в которых могут работать радиорелейные линии связи. Эти полосы расположены вблизи частот 2, 4, 5, 6, 7, 8, 11, 13, 15, 18, 23, 28, 36 и до 50 ГГц. В каждой полосе частот рекомендациями МСЭ-Р жестко регламентирован план частот.

Пропускная способность ЦРРС тесно связана с цифровыми иерархиями, рекомендованными МСЭ-Т. В настоящее время наиболее распространены плезиохронная цифровая иерархия (РDН) и синхронная цифровая иерархия (SDН).

По пропускной способности радиорелейные линии можно классифицировать следующим образом:

• низкоскоростные – до 8 Мбит/с;

• среднекоростные – до 34 Мбит/с;

• высокоскоростные – свыше 139 Мбит/с.

Другой признак для классификации – место РРЛ в сетях связи. Различают магистральные, внутризоновые и местные линии, а также технологические линии.

Как правило, для магистральных линий используются диапазоны частот 5 и 6 ГГц.

Для внутризоновый связи предпочтительны средне- и высокоскоростные РРЛ в диапазонах 8-15 ГГц. Для местной связи применяются все виды радиорелейных станций.

В связи с возрастающим объемом передаваемой информации стало невыгодно выпускать РРС для передачи только потоков Е1. По этой причине к низкоскоростным часто относят ЦРРС, рассчитанные на трафик до 16Е1.

В данном разделе рассматриваются принципы построения и особенности эксплуатации низкоскоростных ЦРРС отечественного и зарубежного производства.

Общие характеристики ЦРРС.

К общим характеристикам ЦРРС (кроме диапазона частот и скорости передачи) относится конфигурация системы. Различают режим работы без резервирования (1+0) – одноствольный и режим работы с резервированием стволов (1+1), при котором по двум стволам одновременно передаются одни и те же цифровые сигналы. При этом используются варианты горячего резервирования (not stand-bay), разнесение по частоте (frequency diversity) и разнесения в пространстве (space diversity).Применение конфигурации (1+1) значительно повышает надежность связи. Переключение на резервный ствол происходит либо при внезапных отказах аппаратуры основного ствола, либо при снижении качества передачи цифрового сигнала, например, при глубоких замираниях радиосигнала. Переключение стволов производится “безобрывным” (hitless) способом, предусматривающим предварительное выравнивание времени задержки цифровых сигналов в двух стволах. Это сохраняет структуру цифровых сигналов и не приводит к нарушениям работы оборудования временного группообразования.

Применяется также конфигурация (2+0), когда по стволам могут передаваться либо одинаковые сигналы (функции переключения принимает на себя аппаратура потребителя), либо разные сигналы для повышения пропускной способности радиоствола.

Важной характеристикой радиорелейной станции является способность работать в составе многопролетной линии. При этом необходимо обеспечить низкий уровень фазовых дрожаний (джиттер) сигнала на каждом пролете, возможность ответвления и ввода основных и сервисных каналов, управление и контроль многопролетной линии.

Основные технические характеристики ЦРРС.

Сопряжение радиорелейной станции с потребителем (каналообразующая аппаратура, коммутационные станции, мультиплексоры и т.п.) осуществляется по стандартным цифровым стыкам. Требования к цифровым стыкам определены рекомендациями G-703, G-708, G-823 МСЭ-Т и учитывающим эти рекомендации Государственным стандартом РФ (ГОСТ Р50765-95). Эти требования определяют форму, уровни, нагрузки, стабильность частоты, фазовые дрожания и другие параметры цифровых сигналов, соблюдение которых гарантирует высокое качество передачи.

Эффективность использования рабочей полосы частот.

Выбор диапазона определяется следующими условиями:

• обеспечение необходимой дальности при заданном качестве связи;

• выполнение требований ЭМС в районе строительства конкретной РРЛ.

Повышение эффективности использования частотного ресурса диапазона стало одним из самых важных требований к аппаратуре РРЛ. Наступает время, когда и в нашей стране бурный рост радиосвязи вплотную сталкивается с острым дефицитом частотного ресурса. На Западе эта проблема давно стала определяющим фактором при разработке и производстве средств связи, в том числе и РРС.

В нашей стране насыщенность радиорелейной связи пока что меньше, чем в развитых зарубежных странах, где идет интенсивное освоение всех диапазонов до 40 ГГц. Но и у нас становится тесно в эфире: все труднее получать свободные частоты на новые РРЛ в диапазонах 15 ГГц, а ниже – почти невозможно.

Эффективность использования частотного ресурса диапазона определяется следующими факторами:

1. Требуемой шириной полосы приемопередатчика, которая определяется скоростью передачи информации, методом модуляции и уровнем стабилизации частоты передатчика.
2. Параметрами электромагнитной совместимости (чувствительность по побочным каналам приема, подавление внеполосных и побочных излучений).
3. Возможностями полного использования всего отведенного участка диапазона, которые обеспечиваются использованием в составе станции синтезатора частот.

Практически все производимые ведущими мировыми фирмами РРС имеют в своем составе кварцевый синтезатор частоты.

Параметры станций с точки зрения ЭМС различны и зависят от значения промежуточных частот, полосы фильтров СВЧ и др. Данное обстоятельство необходимо учитывать при выборе станций, исходя из требований российских стандартов в этой области, обычно параметры ЭМС проверяются Сертификационными центрами Госкомсвязи РФ при проведении сертификации оборудования.

Энергетические характеристики ЦРРС.

Энергетические характеристики определяют дальность связи, характеризуют технический уровень аппаратуры и являются основой для проектирования РРЛ. Для обобщенной оценки энергетических параметров оборудования используется коэффициент системы Кс (system qain):

где Р_пд – выходная мощность передатчика;

Р_пор – пороговая мощность сигнала на входе приемника (чувствительность приемника), при которой обеспечивается заданная достоверность передачи информации.

Очевидно, что чем больше Кс, тем больше длина пролета и качество связи при фиксированной антенне.

Рассмотрим основные факторы, влияющие на коэффициент системы.

Мощность передатчика для РРС ограничивается Международными рекомендациями, с одной стороны, и возможностью реализации с другой (габариты, надежность, приемлемый уровень энергопотребления). Реально мощность СВЧ передатчика современных РРС находится в пределах от 1 вт до 30 Мвт.

Пороговый уровень полезного сигнала зависит, в основном, от двух факторов: коэффициента шума приемного устройства по входу приемника и от порогового отношения сигнал/шум на входе демодулятора, при котором достигается заданная достоверность. Коэффициент шума определяется входным МШУ и в современных приемниках составляет величину от 1,5 до 9 дБ в зависимости от диапазона.

В общем случае можно записать:

где, -отношение сигнал/шум на входе демодулятора. В зависимости от вида модуляции, метода демодуляции это отношение определяет вероятность ошибки на выходе демодулятора.

Р_ш – мощность тепловых шумов на входе демодулятора;

– отношение сигнал/шум на входе приемника;

П – шумовая полоса приемника;

В –полоса частот, в которой сосредоточена энергия элемента сигнала длительностью Т (численно равна скорости передачи информации).

Во многих случаях П= 1/Т и тогда

Из этого выражения получаем:

где n– коэффициент шума приемника;

k – постоянная Больцмана;

П - шумовая полоса приемника;

Т_о = 293^оК

Как правило, Р_{с вх.пор.} (или К_с) приводят для ВЕR= 10^-3 или ВЕR = 10^-6.

Метод модуляции определяет ширину излучаемого спектра и, следовательно, ширину полосы приемопередатчика и пороговое отношение сигнал/шум в демодуляторе.

В настоящее время в низкоскоростных ЦРРС наибольшее распространение получила модуляция QРSK (квадратурная фазовая манипуляция), которая позволяет вдвое уменьшить ширину спектра модулированного сигнала по сравнению с двухпозиционной PSK. Известны несколько модификаций QРSK: офсетная –QРSK, с постоянной огибающей СЕРМ или С-QРSK, 4 QАМ и др., отличающиеся методами реализации.

Некоторые зарубежные фирмы применяют более простой метод 4 FSK, обеспечивающий такую же занимаемую полосу частот, что и QРSK, но за счет снижения энергетики.

Для многих скоростей передачи применяются наиболее простые методы модуляции – PSK и FSK.

В последнее время для скорости 34 Мбит/с наметилась тенденция замены QРSK на 16 QАМ в диапазонах ниже 13 ГГц с целью уменьшения занимаемой полосы ствола РРЛ до 14 МГц вместо 28 МГц при QРSK.

Обычно при сравнении РРС по энергетическим параметрам антенны не учитываются, т.к. их коэффициент усиления в основном определяется габаритами и выбирается на этапе проектирования РРЛ.

Надёжность радиорелейного оборудования.

Надежность обычно характеризуется параметром средней наработки на отказ (МТВF) для конфигурации “1+0”. Все ведущие фирмы гарантируют МТВF не менее 100000 часов (более 10 лет). Как правило, за это время оборудование морально устаревает и поэтому цифра 100000 является оправданной.

Надежность оборудования в основном определяется следующими факторами:

• уровнем схемотехнических и конструкторских решений;

• качеством и надежностью элементной базы.

Уровень принятых схемотехнических решений оценивается по параметру RBER (остаточный коэффициент ошибок), который характеризует ошибки, связанные только с аппаратурой (вне связи с линией). Для качественных современных станций типовое значение этого параметра 10^-11.

Система телеобслуживания и дополнительные сервисные функции.

Системы теленаблюдения, телеуправления и обслуживания (ТУ-ТС) являются одной из важнейших составных частей ЦРРС, возможности которой существенно влияют на работу пользователя.

В настоящее время, несмотря на отсутствие жесткой регламентации в целом на ТУ-ТС, у ведущих фирм производителей радиорелейного оборудования сложились как архитектура, так и более детальные требования к системам ТУ-ТС, обеспечивающим современный сервис и удобство эксплуатации.

В части архитектуры система ТУ-ТС подразделяется на три основных подсистемы:

• система телеобслуживания собственно станции;

• система обслуживания и управления РРЛ;

• система управления телекоммуникационной сетью.

Разумеется, радиорелейные аппаратные средства должны обеспечивать необходимые интерфейсы. В настоящее время наиболее распространены интерфейсы QD2 и Q3, которые обеспечивают возможность интеграции РРЛ и отдельных станций в единую телекоммуникационную систему.

Система телеобслуживания станции обеспечивает:

• Отображение состояния с выработкой сигнала обобщенной аварии станции, а также аварий по отдельным функциональным узлам (приемник, передатчик, модем и т.д.) .

• Контроль основных характеристик:
  • уровень мощности передатчика;
  • уровень сигнала на входе приемника;
  • напряжение вторичного источника питания;
  • измерение текущей достоверности и основанный на нем контроль качества работы в соответствии с рекомендациями МСЭ-Т 6.826 и М.2100 в следующем объеме:
    ТМР – период времени наблюдения (например, 15 мин., 24 час.);
    ES - количество секунд с ошибками;
    SES - количество пораженных секунд;
    UAT- продолжительность времени неготовности;
    EFS - количество секунд без ошибок;
    ESR – относительная величина секунд с ошибками;
    SESR – относительная величина пораженных секунд.

Система обслуживания и управления РРЛ осуществляет следующие функции:

1. Установка параметров блоков и систем.
   Для современных станций это:

• • пропускная способность;
  • мощность передатчика;
  • рабочие частоты приемника и передатчика;
  • маршрутизация трафика.

2. Контроль, отображение и управление конфигурацией блоков и системы:

• • автоматический безобрывный переход на резерв вследствие аварии или замираний сигнала с приоритетами по степеням К_ош= 10^-3, 10^-6, 10^-10;
  • ручной безобрывный переход с рабочего ствола на резервный;
  • приоритетная очередность перехода стволов на резерв;
  • запрет автоматического перехода на резервный ствол в целях технического обслуживания и испытаний;
  • отображение конфигурации системы, наличия блоков.

3. Наблюдение за рабочими характеристиками линии:

• • сбор и передача сигналов аварии;
  • ведение журнала работы с фиксацией времени включения (выключения, наличия сбоев, периодов снижения достоверности и т.д.).

4. Поиск и управление неисправностями:

• • анализ сигналов аварии;
  • организация шлейфов по информационному потоку и по СВЧ-сигналу как на своей станции, так и на любой станции сети;
  • кольцевые проверки.

Контроль за телеобслуживанием осуществляется через монитор системы управления с возможностью сохранения получаемой информации на стандартных носителях (с привязкой по времени) и ее распечатки на принтере через стандартизированный параллельный интерфейс.

Дополнительные, сервисные каналы связи:

1. Собственный канал связи станции между внешним (радиомодуль) и внутренним (базовый блок) блоками РРС, используемый для передачи сигналов состояния, команд управления и квитанций об их исполнении.
2. Канал речевой служебной связи вдоль радиолинии (обычно один или два канала по 64 кбит/с).
3. Служебные каналы пользователей – один или несколько каналов по 64 кбит/с, используемые пользователем в своих целях, например, технологическая связь и управление системами пользователя.
4. Канал системы управления радиолинией.
5. Один или несколько низкоскоростных каналов для отображения состояния системы пользователя, не связанных с РРЛ.

Для отображения состояния и управления РРС и линией до недавнего времени использовались в основном дисплеи в базовом блоке станции, светодиодная индикация и ручное управление с передней панели базового блока или выносного пульта управления. В настоящее время в основном используются компьютеры, на базе которых создаются сетевые и локальные рабочие терминалы.

Система электропитания.

Энергопотребление – обобщенный показатель, отражающий общий технический уровень аппаратуры, включая качество элементной базы, оптимальность принятых схемотехнических решений. Энергопотребление влияет также и на аппаратурную надежность, которая обычно повышается при уменьшении потребления, а следовательно, тепловыделения.

Обычно энергопотребление приводится в расчете на один ствол в конфигурации “1+0”. Для современной аппаратуры эта величина лежит в пределах 35-50 вт.

При питании от сети постоянного тока важной характеристикой является наличие гальванической развязки, что позволяет снизить влияние помех по сети, а также использовать сеть любой полярности. Другой важный параметр – допустимый диапазон питающих напряжений без каких-либо переключений. Для современных станций эта величина составляет от 20 до 70 В.

Конструкция. Удобство обслуживания, организация гарантийного обслуживания.

В настоящее время аппаратуру ЦРРС производят в виде двух составных частей: аппаратуры наружного размещения, включающей в себя выносные приемо-передающие модули (ODU) и антенну, и аппаратуры внутреннего размещения (IDU), исполняемой обычно в виде модульной конструкции, которую можно установить на столе, закрепить на стене и т.д.

Соединение между ODU и IDU осуществляют коаксиальными кабелями длиной до 300м (реже 600м), по которым также передается напряжение дистанционного питания ODU.

В большинстве новых зарубежных ЦРРС при соединении ODU и IDU используется всего один кабель, по которому сигналы “вверх” и “вниз” передаются на разных поднесущих. В отечественных ЦРРС применяют два кабеля.

Перенос приемо-передатчиков цифровых РРС с “земли” на антенну первоначально имел целью избавиться от дорогих и громоздких волноводных трактов. Однако конструктивное деление РРС на ODU и IDU привело к трансформации функциональной структуры станций, к изменению электрических схем ODU и IDU.

В настоящее время в ODU размещают все элементы, зависящие от диапазона и рабочих частот, но инвариантные к изменению скорости передачи от Е1 до Е3 (Ericsson) или от Е1 до Е2 (Pasolink), а IDU содержит лишь элементы, определяющие трафик и стыки. Поэтому блок IDU одинаково подходит для всех диапазонов от 7 до 38 ГГц.

Удобство обслуживающие ЦРРС во многом определяется конструкцией антенного комплекса (ODU, антенна, опорно-поворотное устройство), способами соединения ODU с антенной и крепления антенны к мачте, а также методом юстировки антенны.

В части удобства обслуживания отечественные ЦРРС имеют и “плюсы и “минусы””. Так, их недостатком является более сложная и металллоемкая конструкция соединения ODU c антенной, особенно для больших антенн (диаметром более 1,2 м). Однако для суровых климатических районов России наши ЦРРС предусматривают дополнительную защиту от снега и льда в виде контейнера, внутри которого размещают ODU.

Исправная ЦРРС не требует обслуживания, кроме профилактических мероприятий. В случае выхода из строя ODU, его заменяют на исправный, а восстановление производят на заводе-изготовителе, либо в специализированных сервисных центрах. При выходе из строя наземного блока ремонт производится заменой ячеек из ЗИП.

Следует отметить, что гарантийное и послегарантийное обслуживание отечественных ЦРРС проще и дешевле зарубежных станций.

8.6.2. Аппаратура цифровых радиорелейных линий МИК-РЛ11, МИК-РЛ15, МИК-РЛ8

Радиорелейная аппаратура МИК-РЛ11 и МИК-РЛ15 и МИК-РЛ8 предназначена для организации зоновых, местных и технологических систем связи и передачи данных в диапазонах 7,9 – 8,4, 10,7 – 11,7 и 14,4 – 15,35. Аппаратура обладает высокой гибкостью и обеспечивает построение как однопролетных, так и многопролетных РРЛ с произвольной топологией сети, со скоростями передачи цифровых потоков 2,048, 8,448 и 34,368 Мбит/с. Разработанная аппаратура входит в унифицированную цифровую радиорелейную систему нового поколения диапазона 8…40 ГГц.

Характеристика аппаратуры.

Аппаратура характеризуется:

• возможность построения сети связи и передачи данных произвольной топологии;

• дополнительными сервисными каналами с различными стыками: RS-232 (V.24/v.28), RS-422 (V.11), RS-458, V-35, ОЦК 64 Кбит (G.703), 4-х проводное канальное окончание с сигнализацией E&M;

• возможностью построения сети передачи данных на основе цифрового многопользовательского канала последовательного доступа с подключением сетевого оборудования через стык RS232;

• наличием аппаратуры конференц-связи;

• низкоскоростными цифровыми каналами для подключения систем внешней сигнализации;

• дополнительным каналом служебной связи;

• развитой системой телесигнализации и телеуправления, позволяющей организовывать обслуживание сети произвольной топологии из одного пункта;

• возможностью установки частоты приемопередатчика программным путем с помощью синтезатора частоты;

• одновременной работой в двух стволах на одну антенну с минимальным частотным разносом;

• повышенным энергетическим потенциалом линий;

• малой потребляемой мощностью и низкими массогабаритными характеристиками выносного оборудования;
• простотой монтажа и обслуживания.

Состав оборудования.

Состав радиорелейного оборудования МИК-РЛ может варьироваться в широких пределах в зависимости от ее назначения и конфигурации системы. Однако в любом случае оно подразделяется на выносное (ODU) и внутреннее оборудование (IDU). Для многопролетных систем дополнительно необходима система телеуправления и телесигнализации (ТУ ТС).

Выносное оборудование.

В состав выносного оборудования входит:

• антенное устройство (АУ);

• одно или два приемопередающих устройства (ППУ);
• соединительные кабели.

Антенные устройства.

Антенные устройства позволяют осуществлять прием/передачу одновременно в двух ортогональных линейных поляризациях. Высокочастотным интерфейсом АУ является коаксиальный разъем с сечением 7/3,05 мм. В диапазонах 7,9…8,4, 10,7…11,7 и 14,4…15,35 ГГц используются двухзеркальные антенные системы с диаметром зеркала 1,2 и 0,6 м, что позволяет осуществить заднее размещение приемопередающего устройства. Антенна с диаметром зеркала 1,2 м выполнена по схеме Кассегерена, а антенна с диаметром зеркала 0,6м представляет собой антенну со смещенной фокальной плоскостью (типа АДЭ). Простой и надежный механизм позволяет производить юстировку антенного устройства по углу места и азимуту. Для антенны с диаметром зеркала 0,6 м имеется вариант постановки с радиопрозрачным обтекателем.

Приемопередающие устройства.

Приемопередающие устройства во всех диапазонах частот имеют одинаковую структуру и выполняют функции усиления, преобразования, модуляции и демодуляции сигнала. Кроме того, в ППУ производится скремблирование и регенерация цифрового сигнала, компенсация потерь в кабеле, шлейфование по высокой частоте и цифровому сигналу.

Микропроцессорная система телеметрии и управления ППУ обеспечивает диагностику всех основных элементов ППУ, управление шлейфами и установкой частот гетеродинов приемника и передатчика (для ППУ с синтезатором частоты). Высокочастотным интерфейсом ППУ является коаксиальный разъем сечения 7/3,05 мм (тип N). Входящим и исходящим сигналами ППУ являются групповые потоки в коде HDB3. ППУ выполняются в нескольких модификациях: по частотному диапазону, информационным скоростям передачи сигнала, выходной мощности передатчика и сервисным функциям. Низшей моделью является ППУ с фиксированной установкой частоты гетеродинов, отсутствием дополнительных сервисных каналов.

Соединительные кабели.

ППУ соединен с внутренним оборудованием одним соединительным кабелем, представляющим две скрученные пары с волновым сопротивлением 120 Ом. Кроме основных цифровых потоков по кабелю подается питание ППУ и сигналы телеметрии. При информационных потоках Е1 и Е2 используется кабель типа КСПП при максимальной длине 300 м. При потоке Е3 применена скрученная пара, относящаяся к 5-й категории по условиям эксплуатации (UTP5), максимальная длина кабеля – 100 м.

Внутреннее оборудование.

Состав внутреннего оборудования определяется конфигурацией системы и зависит в первую очередь от наличия дополнительных сервисных каналов.

В случае отсутствия дополнительных сервисных каналов внутреннее оборудование состоит из блока управления контроля и сигнализации БУКС-03 и, при необходимости, мультиплексора МЦП-12 или МЦП-13. Аппаратура позволяет строить как однопролетные, так и многопролетные радиорелейные линии, однако организация системы телесигнализации и телеуправления станции, канала служебной связи осуществляется с помощью аппаратуры группообразования (ИКМ). Кроме того, при использовании мультиплексоров МЦП-12, МЦП-13 предоставляется возможность организации сквозного канала со стыком RS-232.

При выборе варианта оборудования с дополнительными сервисными каналами, кроме основного потока с пропускной способностью 8,448 или34,368 Мбит/с передаются восемь цифровых каналов с пропускной способностью 64 Кбит/с. В этом случае в базовый комплект внутреннего оборудования входит:

• БУКС-04;

• мультиплексор и демультиплексор разделения/объединения, вторичных (Е2) или третичных (Е3) цифровых потоков и дополнительных сервисных каналов;

• блок управления, контроля и сигнализации (БУКС);

• система телеуправления и телесигнализации (ТУТС);

• преобразователь питания (внутреннего оборудования).

Кроме того, в состав внутреннего оборудования могут входить мультиплексоры вторичных (Е2) или третичных (Е3) цифровых потоков PDH и дополнительные каналы с различными стыками.

При этом два из восьми дополнительных сервисных каналов используются для передачи служебной информации: цифровой канал служебной связи, сигналов телесигнализации и телеуправления, специальных сигналов разделения потоков, низкоскоростные дискретные каналы. Остальные каналы представляют собой транспортную среду, на базе которой возможно как построение корпоративных сетей связи, так и организация передачи данных с различными интерфейсами. Конфигурация использования дополнительных каналов произвольная и может быть изменена в процессе эксплуатации. Возможность поэтапного наращивания обеспечивает гибкость в выборе оборудования и снижение начальных затрат.

Внутреннее оборудование исполнено по стандарту Евромеханика 19² в виде модульных 1U кассеты К-1, куда устанавливаются все блоки.

Технические характеристики

*⁾ – разработка ; **⁾ – для аппаратуры с доуплотнением основного цифрового канала.

Схема организации связи с использованием аппаратуры МИК-РЛ11, МИК-РЛ15, МИК-РЛ8.

На рисунках 8.22 и 8.23 приведены структурные схемы блока БУКС и приемопередатчика аппаратуры МИК. На рисунке 8.24 приведен вариант схемы организации связи.

Рисунок 8.22. Структурная схема блока БУКС

Рисунок 8.23. Структурная схема приемопередатчика

1 – частотный дуплексер, 5 – тракт ПЧ и демодулятор, 2 – приемный конвертор, 6 – цифровой интерфейс, 3 – усилитель мощности, 7 – микроконтроллер, 4 – синтезатор частот, 8 – вторичный источник питания.

Рисунок 8.24. Пример схемы организации связи

Вопросы для самоконтроля

1. Какие способы организации цифровых стволов Вы знаете?
2. Какой ствол называют цифровым, аналого-цифровым?
3. Поясните назначение блоков, входящих в устройство сопряжения в аналого-цифровом стволе
4. Поясните назначение элементов цифрового ствола
5. Поясните назначение скремблера в цифровом стволе
6. Поясните, каким образом организуется аналого-цифровой ствол
7. Поясните структурную схему организации цифрового ствола на аналоговой РРЛ
8. Как рассчитывается полоса частот цифрового ствола?
9. Назовите основное достоинство многоуровневых методов модуляции
10. Поясните алгоритм формирования сигнала ОФМ
11. Поясните алгоритм формирования сигнала 4-ОФМ
12. Что понимается под коэффициентом системы?
13. Какие способы приема сигналов ОФМ Вы знаете?
14. Поясните, каким образом может формироваться опорное колебание в демодуляторах ЦРРЛ
15. Перечислите основные параметры, по которым классифицируются современные ЦРРС