5.1. Структурная схема. Основные параметры
5.3. Преобразователи частоты радиопередающих устройств
5.1. Структурная схема. Основные параметры
В разделе изложены принципы построения и технические параметры передатчиков, устанавливаемых на РРЛ, ТРЛ и ССС. В этих системах радиосвязи применяют передатчики с аналогичными структурными схемами, блоки которых строят по аналогичным принципиальным схемам. Схемы блоков рассмотрены, в основном, на примере радиопередатчиков РРЛ.
На магистральных РРЛ, ТРЛ и ССС с аналоговой ЧМ широкое распространение получили радиопередатчики с модуляцией по ПЧ (рисунок 5.1). На выходе ЧМД UB получают сигнал ПЧ, модулированный по частоте ГС ствола. Этот ЧМ сигнал усиливается в МУПЧ до уровня, необходимого для нормальной работы смесителя UZ. Амплитудный ограничитель ZL, входящий в МУПЧ, подавляет паразитную АМ сигнала. Электрическую цепь, выполняющую преобразование частоты сигнала и включающую гетеродин G, смеситель UZ и полосовой фильтр Z (здесь – ФБП), называют преобразователем частоты ПрЧ. Роль гетеродина в передатчиках РРЛ, ТРЛ и ССС играет ГТ передатчика. Из спектра колебаний, образующихся на выходе смесителя, ФБП выделяет ЧМ сигнал передатчика со средней частотой f2. Усилитель мощности А усиливает этот сигнал, обеспечивая номинальную мощность. К ГТ передатчика часто подводят сигналы СС, которые передают методом ФМ.
На зоновых, внутризоновых и местных РРЛ наряду с рассмотренной схемой применяют схему с прямой частотной модуляцией в УВЧ (СВЧ) диапазонах или с ФМ.
Основные параметры. Определяемая планом распределения частот номинальная рабочая частота радиопередатчика.
Выходная мощность радиопередатчика определяется как мощность поступающая от него в АФТ.
Относительная нестабильность частоты – это отношение абсолютной нестабильности частоты на выходе радиопередатчика к установленной номинальной частоте. В схеме рисунок 5.1 имеется ЧМГ UB и опорный генератор в ГТ. Эти генераторы на станциях с модуляцией определяют относительную нестабильность частоты радиопередатчика. Из- за нестабильности частоты средняя частота передаваемого сигнала отклоняется от частоты настройки приемника, и спектр сигнала не полностью попадает в полосу пропускания приемника, при этом возникают искажения принимаемого сигнала.
Кроме того, при значительной нестабильности частоты может появиться нежелательное радиоизлучение, которое представляет собой мешающий сигнал для других стволов АРРС или ЦРРС.
Ослабление нежелательного радиоизлучения. Нежелательное радиоизлучение, возникающее в результате любых нелинейных процессов в радиопередающем устройстве, кроме процесса модуляции, называют побочным радиоизлучением. Например, когда ФБП выделяет колебания со средней частотой, то он не полностью подавляет СВЧ колебания второй боковой полосы и колебания гетеродина, которые будут попадать в антенну. Поэтому для передатчика указывают ослабление колебаний второй боковой полосы и колебаний гетеродина по отношению к уровню сигнала. Эти ослабления, как правило, должны превышать 100 дБ.
В радиопередатчиках ТРЛ для получения большой выходной мощности приходится выбирать для УМ нелинейный режим работы. На выходе такого УМ возникает побочное радиоизлучение на гармониках частоты сигнала. Для проведения такого излучения на выходе УМ устанавливают фильтры гармоник (ФГ). В техническом паспорте радиопередатчика указывают ослабление колебаний второй гармоники относительно сигнала.
Параметры, характеризующие качество модуляции и искажения передаваемых сигналов. В АРРС искажения проявляются в виде шумов в каналах. В составе радиопередатчика есть устройства, относящиеся к групповому тракту (ЧМД), и устройства, относящиеся к высокочастотному тракту (МУПЧ, УМ и др.). Эти устройства порождают переходные шумы в каналах. Кроме того, ГТ и ЧМД вносят тепловые шумы в каналы. Параметры устройств, определяющие шумы, будут рассмотрены ниже.
5.2. Частотные модуляторы
Основные технические требования. Модуляционная (передаточная) характеристика ЧМД должна иметь высокую линейность, чтобы нелинейные искажения сигнала, вносимые в процессе модуляции, были небольшими. Границы линейного участка определяются требуемым расходом частоты на выходе ЧМД. Согласно рекомендациям МСЭ в АРРС при передаче ПТВС размах девиации частоты ∆fm = ±4 МГц. При передаче МТС модулятор рассчитывают на передачу пиковых уровней, которым соответствует девиация ∆fпик.
Линейность модуляционной характеристики принято оценивать с помощью КНИ по второй и третьей гармоникам. Измеряют КНИ для всего группового тракта радиорелейного участка. На вход модулятора подают гармонический испытательный сигнал с частотой F, выбранной так, что сама частота и ее третья гармоника лежат внутри полосы частот Fн…Fв. На выходе демодулятора поочередно измеряют напряжения первой U1, второй U2 и третьей U3 гармоник. Соответствующие измерительному уровню pк, КНИ по второй и третьей гармоникам:
(5.1)
и
. (5.2)
При увеличении измерительного уровня растет рабочий участок модуляционной (и демодуляционной) характеристики. Поскольку при этом приходится использовать области характеристик с возрастающей нелинейностью, то значения КНИ увеличиваются.
В ТНОУ КНИ по второй и третьей гармоникам
и 
, (5.3)
где 
– мощность измерительного сигнала в милливаттах.
Частотный модулятор должен иметь возможно более высокую крутизну модуляционной характеристики и стабильность крутизны, а также малую относительную нестабильность центрального значения ПЧ.
Крутизна модуляционной характеристики влияет на величину ТШ, поступающих от модема. Положим, например, что на выходе ЧМД ТВ ствола должен быть установлен размах девиации ∆ω(t) =∆ω*m. Для этого на ЧМД нужно подать модулирующий сигнал (ПТВС) с размахом U*м = ∆ω*m / kм. На вход ОТВП этот ПТВС поступает с определенным номинальным уровнем, которому соответствует напряжение размаха Uн. Коэффициент усиления, требуемый от усилителей ОТВП, К= U*м / Uн =∆ω*m / kмUн. С ростом kм падает К, поэтому и собственные шумы усилителей будут усилены меньше. Следовательно, высокая крутизна модуляционной характеристики позволяет снизить ТШ, вносимые в канал модемом.
Из – за нестабильности крутизны модуляционной характеристики одному и тому же напряжению сигнала на входе ЧМД будут соответствовать в разные моменты времени разные значения отклонения частоты на его выходе, а следовательно, и разные значения напряжения на выходе ЧД. В результате колебания уровень сигнала в канале (остаточное затухание), что допустимо в очень малых пределах.
Нестабильность центрального значения ПЧ на выходе ЧМД приводит к нестабильности частоты передатчика. Поскольку модулятор представляет собой ЧМГ с большой девиацией частоты, то для него неприменим такой эффективный способ стабилизации частоты, как кварцевая стабилизация. Обычно применяют параметрическую стабилизацию, которая позволяет поддерживать абсолютный уход ПЧ δfпр ≤ 200 кГц.
Схема частотного модулятора
Схема частотного модулятора (рисунок 5.2) содержит разветвитель модулирующего сигнала, два ЧМГ с варикапами – UB1 и UB2 и линеаризующими нагрузками ЛН, смеситель UZ, нагрузкой которого является ПФ Z; настроенный на ПЧ. В ЧМГ UB1 в колебательный контур включены варикапы.
Рисунок 5.2. Структурная схема частотного модулятора.
5.3. Преобразователи частоты радиопередающих устройств
Принцип работы. Основные технические параметры. Преобразователь частоты передатчика предназначен для преобразования сигнала промежуточной частоты в сигнал СВЧ. На смеситель UZ схемы (рисунок 5.3) подают: на вход 1 – напряжение сигнала uc, представляющего собой ЧМ колебания промежуточной частоты, т.е. fc = fпр, с мощностью Рс; на вход 2 – немодулированные СВЧ колебания от гетеродина G с напряжением ur и мощностью Pr. Эти колебания одновременно поступают на нелинейный элемент смесителя, например полупроводниковый диод, для которого зависимость между входным напряжением uвх и выходным током iд можно записать в виде:
, (5.4)
uвх = uc + ur ; (5.5)
аm – постоянные коэффициенты, определяемые по вольт-амперной характеристике диода.
Выходной ток смесителя будет содержать колебания с частотами гармоник сигнала и гетеродина и со всевозможными комбинациями этих частот. Частота и мощность колебаний на выходе смесителя обозначены fS и Р3. Значения частот fS определяем того, что сигнал на промежуточной частоте имеет спектр шириной Пмч, а уровень выходного сигнала смесителя падает с ростом m и n (рисунок 5.4). Выходной ФДП Z выделяет одну из боковых полос: верхнюю или нижнюю, в зависимости от расстановки частот на РРС. Выделенную полосу частот называют рабочей. Неиспользуемую полосу – второй боковой полосой.
Рисунок 5.3. Функциональная схема Рисунок 5.4–Панорама преобразователя частоты частот
В качестве нелинейных элементов в смесителях применяют полупроводниковые диоды двух типов: диоды с переменным сопротивлением (мощные смесительные диоды) и варикапы, работающие в режиме нелинейной емкости. Такие варикапы называются варакторами.
Для преобразователя частоты передатчика принято указывать следующие параметры: коэффициент преобразования Кпр или потери преобразования апр, коэффициент использования мощности гетеродина Кг (или КПД в цепи гетеродина) и общий КПД преобразования h . Их определяют так:
(5.6)
где Рвых – мощность сигнала на выходе преобразователя частоты.
Если преобразователи частоты работают при сигналах ПЧ, имеющих мощность много меньшую, чем колебания ГТ, то для них значения Кг и h совпадают. Однако при расчетах режимов работы мощных преобразователей частоты важно их различать.
Эффективность работы преобразователя тем выше, чем меньше потери преобразования и выше КПД. Кроме того, преобразователь частоты должен иметь в пределах рабочей полосы частот равномерный коэффициент преобразования и равномерную характеристику ГВЗ, как и любое другое устройство ВЧ тракта. От преобразователя частоты передатчика обычно требуют довольно высокую выходную мощность: от десятков милливатт до ватта и более. Большие значения Рвых нужны в передатчиках, выполненных полностью на транзисторах и не имеющих УМ. В них обеспечивают высокий КПД в цепи гетеродина Кг. Для этого используют специальные мощные смесительные диоды с малыми потерями преобразования и варакторы, выдерживающие большие подводимые мощности. Для мощных преобразователей частоты обычно указывают наибольшие допустимые значения подводимых ПЧ и СВЧ колебаний, выходную мощность и потери преобразования.
Смесители передатчика строят по однотактной и двухтактной схемам. В двухтактной схеме к смесителю можно подвести примерно вдвое большую мощность, чем в однотактной, так как в первой суммируются мощности, рассеиваемые двумя диодами.
Прежде чем приступить к рассмотрению схем преобразователей частоты отметим следующие их особенности. Во-первых, в преобразователе частоты на диод приходится подавать колебания СВЧ от ГТ и снимать с этого же диода выходной сигнал СВЧ. Для разделения этих СВЧ колебаний обычно используют специальные СВЧ устройства: направленные ответвители, мостовые устройства, ферритовые циркуляторы и др. Во-вторых, к диоду приходится подводить одновременно колебания СВЧ, которые в аппаратуре РРЛ обычно передают по волноводам, и сигнал ПЧ, который передают по коаксиальному кабелю. Для этого часто используют волноводно-коаксиальный переход, в котором установлена смесительная головка. Наконец, ФБП пропускает только сигналы в рабочей полосе частот, а остальные продукты преобразования от него отражаются. Для того чтобы они не попадали снова в смеситель или ГТ и не нарушали режима работы, что проявляется, например, как ухудшение характеристики ГВЗ, в схеме преобразователя частоты устанавливают устройства для их поглощения: фильтры и ферритовые вентили. В некоторых схемах мощных смесителей на варакторах такие продукты преобразования используют для получения выходного сигнала. Это позволяет повысить КПД и выходную мощность преобразователя частоты.
Названные СВЧ устройства: направленные ответвители, мостовые устройства, ферритовые вентили и циркуляторы (ФВ и ФЦ), фильтры и другие в АРРС второго поколения выполнены на отрезках полых волноводов. Эти системы сейчас находятся в эксплуатации. В ЦРРС, в АРРС третьего поколения, в аппаратуре спутниковой связи эти устройства, как правило, выполняют на полосовых и микрополосковых линиях или волноводах с диэлектрическим заполнением. Обладая такими же направленными свойствами, что и устройства на полых волноводах, они имеют значительно меньшие габариты. Это позволяет устанавливать их в аппаратуре, выполненной на микросхемах, гибридных интегральных схемах и т.п.
Рисунок 5.5. К пояснению работы квадратурного мостового устройства в режиме передачи из плеча I (а), плеча II (б), плеча III (в), плеча IV (г) и в режиме отражения при подаче сигнала в плечо I (д).
Двухтактный преобразователь на мощных смесительных диодах. В этой схеме для разделения СВЧ сигнала и колебаний гетеродина используют мостовые устройства.
Мостовое устройство (рисунок 5.5) имеет четыре плеча, которыми его соединяют с другими устройствами схемы. Каждое из плеч I – IV связано с двумя другими и развязано с третьим, так что плечи I и II, а также III и IV развязаны между собой. Сигнал, поданный в плечо I, поступит в плечи III и IV и не попадет в плечо II. На рисунке 5.5а сигналы обозначены S1 и S2, фазы этих сигналов в плечах III и IV - j 1 и j 2. Сигналы попадают в разные плечи, из фазы различаются на величину D j = j 2 - j 1, а мощности одинаковы. Мостовые устройства, в которых получают D j =p / 2 , называют квадратурными, существуют также противофазные (D j = p ) и синфазные (D j =2p ) мостовые устройства.
При подаче сигнала с фазой j 10 в любое из плеч квадратурного мостового устройства, фазы в двух других плечах определяются по рисунку 5.5,а-г при условии j 2 - j 1=p / 2 .
Если в плечах III и IV происходит полное отражение сигнала, то отраженные волны Q1 и Q2 (рисунок 5.5д) поступают в плечо II с фазами j *2 и j *1. Теперь запаздывает волна Q1, так что если принять j *2= j 2, то j *1= j 2+p / 2 , j *2 - j *1=j 2 –(j 1+p / 2 )=j 1+p / 2 –(j 1+p / 2 )=0. Фазы отраженных волн в плечах III и IV совпадают.
Квадратурное мостовое устройство, реализованное на полых волноводах, называют щелевым мостом (ЩМ). Он представляет собой два прямоугольных волновода, имеющих общую стенку с отверстием для связи.
Рисунок 5.6. Структурная схема двухтактного преобразователя на мощных смесительных диодах.
В составе преобразователя частоты (рисунок 5.6) сдвоенная смесительная головка UZ на мощных диодах VD1 и VD2, фильтры гармоник Z1 и Z2, щелевой мост WE, ферритовые вентили WS1 и WS2, ФБП Z3. Колебания гетеродина через ФУП Z4 и WS2 попадают в плечо I щелевого моста, а оттуда они поступают в плечи III и IV и к диодам VD2 и VD1. На диоды подают также напряжение сигнала ПЧ диоды открыты и поглощают энергию гетеродина. Во время действия отрицательной полуволны напряжения сигнала VD1 и VD2 закрыты, при этом колебания СВЧ, отразившись от смесительной головки, возвращаются к щелевому мосту и поступают в плечо II. Напряжение сигнала ПЧ выбирают таким большим, что изменение коэффициента отражения Котр от диодов практически происходит по закону, показанному на рисунке 5.7. Диоды VD1 и VD2 подбирают с идентичными вольт-амперными характеристиками. Сигнал в плече II представляет собой АМ колебания частоты гетеродина (uII). На выходе ФБП выделяют колебания uвых с частотой передатчика, например f2=f01 – fпр. Энергию колебания второй боковой полосы частот, отраженную от ФБП, поглощает WS1.
Ферритовые вентили обладают свойством пропускать прямую волну (вносимое ослабление примерно 0,1…0,3 дБ) и сильно ослаблять (на 20 дБ и более) волну, распространяющуюся в обратном направлении. В схеме рисунок 5.6 WS1 должен вносить максимальное затухание для отраженной волны на частотах второй боковой полосы. При неидентичности вольт-амперных характеристик диодов VD1 и VD2 часть мощности сигнала ПЧ будет направлена в плечо I. Ее поглощает WS2. Для подавления Колебаний, возникающих на гармониках частоты гетеродина, служат ФГ.
Преобразователи частоты на варакторах. В преобразователях частоты на варакторах для разделения СВЧ сигналов обычно используют ферритовые Y-циркуляторы. В таком циркуляторе три линии (волноводных либо микрополосковых, либо других) соединены под углом 120° . В центре сочленения установлен ферритовый элемент. Энергия в циркуляторе распространяется только в одном направлении, которое в схеме указано стрелкой (рисунок 5.8).
Рисунок 5.8. Ферритовый Y – циркулятор:
а – изображение на схемах; б – пути прохождения сигналов; в – работа в режиме вентиля.
Циркулятор обладает тем свойством, что волна, подаваемая в любое плечо, поступает только в соседнее плечо, но не идет в третье плечо. На рисунке 5.8б тонкими линиями указаны возможные пути волн. Циркулятор используют и как вентиль. В этом случае к одному из плеч подключают балластную нагрузку R, как показано на рисунке 5.8в. Волна, подаваемая в плечо 2, попадает в плечо 3, а отраженная часть энергии этой волны (показана штриховыми линиями) возвращается в плечо 1 и поглощается.
К варактору VD1 (рисунок 5.9) приложены напряжение гетеродина, поступающее через ФУП Z4, WS, WE и ФГ Z2, а также напряжение смещения и ЧМ сигнала ПЧ, поступающие от МУПЧ А1. Под их воздействием емкость варактора меняется нелинейно. Поэтому ток в нагрузке смесительной головки UZ также нелинеен. Сигнал в рабочей полосе частот выделяет ФБП Z3. Для разделения СВЧ колебаний гетеродина и выходного сигнала служит ФЦ WE, другой ФЦ используется как вентиль WS.
Рисунок 5.9. Структурная схема однотактного преобразователя на варакторах.
Колебания второй боковой полосы, отражаясь от Z3, возвращаются в плечо 2 WE, затем попадают в WS и в поглощающую нагрузку R. Колебания на гармониках гетеродина поглощает ФГ Z2. Смесительная головка кроме варактора содержит ФНЧ Z1, который препятствует прохождению СВЧ колебаний в тракт ПЧ. Эта схема получила название однотактной циркуляторной. В ней используют варакторы средней мощности с помощью рассеяния около 1 Вт.
Рисунок 5.10. Двухтактная циркуляторная схема преобразователя частоты.
В двухтактной циркуляторной схеме (рисунок 5.10) смесительная головка UZ содержит варакторы VD1 и VD2. На них от МУПЧ А1 поступают напряжение смещения и сигнал ПЧ. Конструкция смесительной головки обеспечивает подачу колебаний гетеродина на VD1 и VD2 в противофазе. Эти колебания поступают через ФУП Z2 и WE. При идентичности диодов колебания на четных гармониках частоты гетеродина на выходе UZ не возникают. Фильтр боковой полосы Z1 отражает колебания второй боковой полосы к WS, в нагрузке которого они поглощаются. Мощность, рассеиваемая варакторами, удваивается по сравнению со схемой рисунка 5.9. Это позволяет, увеличив мощности гетеродина и сигнала ПЧ, получить бóльшую выходную мощность. Значения Uc, Рг и Рвых на рисунке относятся к ПрЧ передатчика КУРС-4, не имеющего УМ. Развязка СВЧ колебаний гетеродина и выходного СВЧ сигнала достигнута с помощью WE и WS.
5.4. Гетеродинные тракты
5.4.1. Технические параметры
Рассматриваем гетеродинные тракты как передающих, так и приемных устройств. Гетеродинный тракт должен создавать СВЧ колебания в заданном диапазоне частот с заданной мощностью. Он определяет такие параметры радиопередатчика, как рабочая частота, относительная нестабильность частоты и выходная мощность (при отсутствии УМ). Мощность, подаваемая от гетеродинного тракта к смесителю, может составлять несколько ватт в передатчиках без УМ, сотни милливатт в передатчиках с УМ и несколько милливатт в приемниках. К стабильности частоты ГТ предъявляют жесткие требования. Поскольку допустимое значение относительной нестабильности частоты передатчика ограничено и вклад ЧМД в эту нестабильность достаточно велик, то вклад ГТ должен быть, по крайней мере, на порядок меньше, чем вклад ЧМД. Автогенератор гетеродинного тракта, используемый для формирования рабочей частоты ГТ и определяющий стабильность его выходного сигнала, называют опорным АГ.
Тепловые шумы гетеродинного тракта являются одним из источников теплового шума в ТФ каналах РРЛ.
5.4.2. Способы стабилизации частоты опорных АГ
Известно три способа стабилизации частоты автогенераторов: параметрическая стабилизация, кварцевая и автоматическая подстройка частоты (АПЧ). Параметрическая стабилизация сводится к тому, что параметры, вызывающие отклонения частоты автогенератора (температура, питающие напряжения и др.), поддерживают постоянными. Обеспечивает относительную нестабильность частоты АГ 10-3…10-4. Как самостоятельный способ применяется в ЦРРС для стабилизации автогенераторов, выполненных на диодах Ганна и лавинопролетных диодах, и в АРРС для стабилизации центральной частоты частотных модуляторов. Например, ЧМГ помещают в термостат, для них применяют высокостабилизированные источники питания. В гетеродинных трактах АРРС параметрическую стабилизацию используют как дополнительный способ совместно с кварцевой или АПЧ.
Кварцевую стабилизацию широко применяют в гетеродинных трактах АРРС. Заключается она в том, что используют автогенератор с кварцевыми резонаторами (пластинами). Кварцевая пластина обладает пьезоэлектрическим эффектом, т.е. под воздействием переменного электрического напряжения совершает механические колебания (обратный пьезоэффект) и создает одновременно переменное электрическое напряжение (прямой пьезоэффект). Кварцевый резонатор имеет две резонансные частоты: последовательного резонанса w р1 и параллельного резонанса w р2, причем они очень близки. Частотный диапазон (w р1- w р2) порядка 5× 10-3 w р1. Кварцевый резонатор обладает очень высокой добротностью и большим постоянством резонансной частоты, которая мало изменяется под влиянием внешних условий. Значение резонансной частоты (или соответствующей ей длины волны l р) зависит от размеров пластины и способов ее включения. При включении по толщине получают в метрах l р=106d, где d – толщина пластины в миллиметрах. Из-за трудностей получения очень тонких пластин собственная частота колебаний кварцевого резонатора не превышает нескольких десятков мегагерц. Автогенератор, стабилизированный кварцевым резонатором (АГК), обычно работает на гармониках механических колебаний пластины (третьей, пятой), так что его частота составляет 100…150МГц. Использование более высоких механических гармоник не практикуется, так как с ростом номера гармоники падает стабильность частоты. Относительная нестабильность частоты АГ с кварцевой стабилизацией – 50× 10-6, а совместно с параметрической стабилизацией – 2× 10-6.
Автоматическую подстройку частоты реализуют в ГТ в виде схемы опорного АГ с фазовой АПЧ (ФАП), в которой эталонный сигнал получают от АГК. Относительная нестабильность частоты такая же как у АГК.
Автогенераторы с ФАП. Колебания с частотой f1 поступают (рисунок 5.11) от стабилизируемого транзисторного автогенератора G1, контур которого выполнен в виде высокодобротного резонатора. К резонатору подключен варактор, с помощью которого управляют частотой. Частота f1 автоматически поддерживается равной частоте f2 колебаний генератора эталонного сигнала G2. Фаза j 1 колебаний G1 сравнивается с фазой j 2 эталонного сигнала на фазовом детекторе (ФД) UB. На выходе ФД выделяется напряжение ошибки uош=kдcos(j 2-j 1), где kд – крутизна передаточной характеристики ФД.
Возможны два режима работы: автоподстройка и автопоиск. В режиме автоподстройки f1» f2. Если фазы сравниваемых колебаний отличаются на величину D j , то на выходе ФД появляется постоянное напряжение ошибки (рисунок 5.11б). Оно проходит через усилитель А1 и через ФНЧ Z1 поступает на варактор. Напряжение ошибки изменяет емкость варактора, а следовательно, и частоту колебаний G1 таким образом, что | Dj | уменьшается, и до тех пор, пока не станет Dj » 0. Максимальная разница частот | f2-f1| в момент включения, при которой еще работает автоподстройка, определяется полосой ФНЧ. Этот ФНЧ предназначен для уменьшения влияния шума генератора G2. Тепловой шум G2 вызывает паразитную ФМ колебаний G1. Это в свою очередь приводит к появлению ТШ в каналах РРЛ. Мощность теплового шума, поступающего от G2, пропорциональна полосе ФНЧ Пф. Поэтому полосу стремятся выбрать как можно меньше.
Рисунок 5.11. К пояснению работы АГ с ФАП:
а – структурная схема; б – передаточная характеристика ФД
Реальная расстройка частот генератора G1 и G2 в момент включения может значительно превысить Пф. В этом случае схема автоматически переходит в режим автопоиска. На входе ФД возникает напряжение биений
uб=kдcos(j 2-j 1)= kдcos2p (f2-f1)t
c частотой биений Fб=f2-f1.
Усилитель А2 усиливает напряжение биений, используемое для запуска генератора автопоиска G3. Последний начинает вырабатывать пилообразное напряжение Uп, которое, попадая на варактор, изменяет его емкость, а следовательно, и частоту генератора G1 в широких пределах. Теперь в таких же пределах будет меняться и частота биений. В момент, когда Fб<Пф, схема автоматически переходит в режим автоподстройки, биения на выходе ФД исчезают и G3 выключается. Устройство выключения и автоматической регултровки мощности АРМ запирает выходной буферный усилитель А3 при появлении сигнала на выходе А2 (режим автопоиска), а также при пропадании колебаний на выходе G2.
Эталонный сигнал в G2 получают умножением частоты колебаний АГК. Транзисторные автогенераторы работают на одной из частот диапазона 200…400 МГц при выходных мощностях 0,5…1Вт. Собственный уход частоты не превышает ± 200кГц. Выбирают ФНЧ с Пф=20кГц. Относительная нестабильность частоты для автогенератора с ФАП такая же, как у генератора эталонного сигнала.
5.4.3. Умножители частоты
Они повышают частоту колебаний в целое число раз n, называемое коэффициентом умножения. Для повышения частоты fр АГК до выходной частоты ГГ f02, нужен умножитель частоты с большим значением n. Например, при fр=125кГц и f02=4МГц, n=32. Такой умножитель нельзя сделать однокаскадным, а только в виде цепочки нескольких каскадов.
Существуют транзисторные умножители частоты и умножители на нелинейных пассивных элементах (полупроводниковых диодах, варакторах и др.). В транзисторных умножителях частоты имеет место усиление сигнала, что является основным достоинством таких схем. Однако частотные свойства транзисторов не позволяют получать от них выходные колебания на частотах выше 1 ГГц. Поэтому в гетеродинных трактах транзисторные умножители применяются только в первых каскадах умножительной цепочки. В отечественных АРРС чаще всего используют транзисторные удвоители частоты.
Умножители частоты на нелинейных элементах вносят потери. Один из основных параметров таких умножителей – его КПД, равный отношению выходной мощности колебаний частоты nf к мощности входного сигнала частотой f. Использование варакторов в качестве пассивных нелинейных элементов позволяет реализовать умножительные каскады с высоким КПД.
Схемы умножителей на варакторах. Варактор VD (рисунок 5.12) является элементом связи между входным L1C1 и выходным L2C2 резонансными контурами, настроенными соответственно на частоту входного сигнала fвх и ее гармонику n1fвх. Напряжение автоматического смещения на VD поступает с резистора R. Под действием гармонического входного напряжения емкость варактора меняется нелинейно. Следовательно, через VD протекает нелинейный ток. Этот ток протекает через оба резонансных контура, создавая на выходном контуре напряжение гармонических колебаний uвых с частотой n1fвх.
Полоса пропускания варакторного умножителя составляет всего несколько процентов от рабочей полосы из-за использования контуров с высокой добротностью. Поэтому умножитель очень чувствителен к настройке и к температурному режиму, т. е. неустойчив к работе. Чтобы несколько расширить полосу пропускания, в реальных схемах вместо одиночных контуров L1C1 и L2C2 устанавливают полосовые фильтры. Конструктивное выполнение фильтров зависит от их рабочих частот. Фильтр выполняют на сосредоточенных элементах, если его резонансная частота не превышает 1 ГГц. В диапазоне 1…3 ГГц применяют коаксиальные линии, а на более высоких частотах – объемные резонаторы.
В схемах умножителей частоты используют варакторы с такими же параметрами, что и в схемах смесителей.
Коэффициент полезного действия варакторного умножителя резко падает с повышением номера гармоники выходной частоты. Кроме того, КПД зависит от добротности варактора и амплитуды входного сигнала. Чем больше эти величины, тем выше КПД. При высоких добротностях максимальная амплитуда входного сигнала на диоде определяется не мощностью рассеяния, а пробивным напряжением Uп:
Для того чтобы получить высокий КПД, нужно обеспечивать высокую добротность варактора. Частота входного сигнала должна быть в десятки раз ниже предельной частоты варактора. При максимальной амплитуде входного сигнала и Q=100, что соответствует fвх = 150…500 МГц, для варактров средней мощности получают КПД 85…90 % при n1=2 и КПД 50 % при n1=3.
Выходная мощность умножителя частоты является очень важным параметром, так как она определяет выходную мощность ГТ. Принимая во внимание, что умножитель частоты многокаскадный, а КПД каскада меньше единицы, отметим, что каскады умножителя частоты передатчика должны работать при достаточно высоких входных мощностях, а варакторы должны выдерживать эти мощности.
5.4.4. Структурные схемы гетеродинных трактов
В передающих устройствах колебания в ГТ (рисунок 5.13) создает опорный автогенератор G, стабилизированный кварцевым резонатором. Через фазовый модулятор UB он подключен к умножительно-усилительной цепочке, состоящей из транзисторных умножителей с буферными усилителями U1, узкополосного фильтра усилителя мощности (ФУМ) Z1, мощного усилителя A1, цепочки умножителей частоты на варакторах U2 и ФУП Z2. На рисунке 5.13 указаны значения потерь а для некоторых каскадов схемы, а также частоты f и мощности Р на выходе каскадов. Фазовый модулятор предназначен для подачи сигналов служебной связи.
Рисунок 5.13. Структурные схемы гетеродинных трактов передатчиков без УМ (а) и с УМ (б)
В транзисторном передатчике высокая выходная мощность гетеродинного тракта (рисунок 5.13,а) получена за счет усилителя А1 с выходной мощностью 25 Вт на частоте 250 МГц и применения в U2 удвоителей частоты. Для снижения тепловых шумов, вносимых гетеродинным трактом в ТФ канал, предназначен ФУМ. Снижение полосы гетеродинного тракта ослабляет вносимые им шумы. Реализовать такой фильтр, который можно было бы поставить на выходе гетеродинного тракта для эффективного подавления шумов, не удается, так как для этого необходим СВЧ фильтр с очень узкой полосой и очень малыми потерями. Поэтому используют узкополосные ФУМ в диапазоне 200…700 МГц с полосой частот 0,5 МГц, которые выполняют на волноводных резонаторах с применением термостабильных материалов. Вносимое таким фильтром затухание компенсируют последующие усилительные каскады тракта. Выходной ФУП имеет полосу частот 8…10 МГц и предназначен для подавления нежелательных составляющих спектра, возникающих при умножении частоты.
Для передатчика с УМ нужна значительно меньшая выходная мощность ГТ, поэтому требования к УМ и КПД каскадов облегчены, что позволяет применить варакторные утроители частоты в U2 (рисунок 5.13,б). Для развязки между каскадами установлены ФЦ.
В ГТ приемника (рисунок 5.14,а) в отличие от ГТ передатчика нет ФМ, но предусмотрен переменный волноводный аттенюатор WU для регулировки выходной мощности. От ГТ колебания поступают на смеситель приемника, работающий при малых уровнях сигналов. Следовательно, выходная мощность ГТ приемника еще ниже, чем у ГТ передатчика с УМ, и значения КПД каскадов могут быть меньше. Поэтому U2 состоит из учитверителей частоты, усилитель А1 – маломощный.
Рисунок 5.14. Структурные схемы гетеродинных трактов приемников: с АГ, стабилизированным кварцевым резонатором (а); с транзисторным автогенератором с ФАП (б)
Вопросы для самоконтроля
- Поясните назначение элементов структурной схемы радиопередатчика с модуляцией на ПЧ.
- Назовите основные параметры радиопередатчиков.
- Нарисуйте передаточную характеристику ЧМД и поясните основные требования к ней.
- Поясните назначение элементов ЧМД по структурной схеме.
- Назовите основные параметры преобразователей частоты.
- Назовите способы стабилизации частоты в автогенераторах.
- Поясните, как работает умножитель частоты на варакторах.
- Поясните назначение элементов структурных схем гетеродинных трактов.