7.1. Радиорелейные системы связи с ВРК и цифровыми методами передачи. Особенности применения цифровых методов передачи на РРЛ

7.2. Основные виды манипуляции, применяемые в ЦРРЛ

7.3. Радиорелейные линии синхронной цифровой иерархии

7.1. Радиорелейные системы связи с ВРК и цифровыми методами передачи. Особенности применения цифровых методов передачи на РРЛ

Возможны следующие способы построения цифровых радиорелейных линий:

1) передача информации в цифровой форме по телефонным или телевизионным стволам аналоговых РРЛ одновременно с аналоговым телевизионным или многоканальным телефонным сообщением;

2) организация передачи только цифрового потока в стволе аналоговой РРЛ;

3) организация цифровых радиорелейных систем, по которым передается только цифровая информация; по таким системам могут передаваться цифровые потоки от ЦСП любой ступени иерархии; в этом случае используются различные способы модуляции: амплитудная, частотная, фазовая (в том числе многопозиционная).

В настоящее время большинство магистральных РРЛ оснащено современным оборудованием синхронной цифровой иерархии [7].

Однако сегодня на сетях связи страны еще имеется большое количество РРЛ с ЧРК-ЧМ. Поэтому внедрение цифровых методов передачи информации путем создания цифровых линейных трактов на базе аналоговых РРЛ является целесообразным.

Такой подход обусловлен рядом причин:

1) незначительным объемом арендуемых цифровых каналов;

2) недостаточным пока объемом ввода в действие оборудования цифровой коммутации;

3) организацией передачи ТВ сигналов на сетях магистральной и внутризоновой связи только в аналоговом виде;

4) возможностью в кратчайшие сроки при минимальных затратах образовывать на магистральных и внутризоновых линиях цифровые каналы стерео- и моновещания, передачи газетных полос, видео телефонной связи, видеоконференцсвязи и так далее, качественные показатели которых выше, чем у аналоговых, а также цифровые каналы и тракты магистральной и внутризоновых первичных сетей;

5) возможностью создания на внутризоновых линиях смешанных аналого-цифровых систем, в которых сигналы телефонии передаются в цифровом виде, а ТВ сигналы – в аналоговом с сохранением единой системы управления РРЛ.

Аналогично осуществляется организация цифровых трактов первичных, вторичных, а в будущем – и третичных ЦСП на магистральных и внутризоновых линиях ВСС на основе действующих аналоговых РРЛ путем установки только дополнительного оконечного цифрового оборудования. Тогда применение частотной модуляции сигнала ПЧ позволяет полностью сохранить системы управления аналоговых РРЛ.

При реализации первого варианта обобщенная структурная схема аналого-цифрового ствола имеет вид рисунок 7.1

Рисунок 7.1. Обобщенная структурная схема аналого-цифрового ствола

Особенность организации цифровых линейных трактов в аналоговых РРЛ заключается в возможности оперативного образования цифровых каналов в случае необходимости быстрого удовлетворения потребности различных служб связи. Это обеспечивается использованием действующей РРЛ с готовой инфраструктурой.

При создании цифровых линейных трактов на базе существующих аналоговых РРЛ основное внимание уделяется максимальному использованию их оборудования, включая частотные модемы и систему управления, поскольку это позволяет передавать цифровые сигналы наиболее простыми средствами. Такому требованию отвечает серийно выпускаемая аппаратура ОЦФ-2У и ОЦФ-8. С помощью первой можно передавать цифровые сигналы со скоростью 2.048 Мбит/с в основной полосе частот одного радиорелейного ствола совместно с телевизионным сигналом (без звуковых поднесущих) или с сигналом многоканальной телефонии (до 1320 каналов ТЧ) [1].

В потоке 2.048 Мбит/с могут быть организованны каналы цифрового вещания (до шести каналов высшего класса при использовании аппаратуры ИКМ-В6/12); 30 основных каналов (ОЦК); каналы передачи газетных полос, видеоконференцсвязи и так далее. В аппаратуре ОЦФ-2У передача цифровых сигналов организованна на поднесущей 7.5 или 7.3 МГц методом офсетной фазовой манипуляции (ФМ) при ширине полосы, занимаемой ФМ сигналом, около 1.6 МГц. Фазоманипулированный сигнал, передаваемый со скоростью 2.048 Мбит/с, располагается на свободном участке спектра основной полосы частот между аналоговым сигналом и пилот-сигналом системы резервирования оборудования аналоговых РРЛ. Аппаратура ОЦФ-2У стыкуется с каналообразующей аппаратурой первичной ЦСП и обеспечивает преобразование цифровых сигналов для передачи по аналоговым РРЛ, а также контроль входного и выходного сигналов и индикацию ошибок без перерыва связи.

На рисунке 7.2 приведено распределение спектра основной полосы частот аналого-цифрового радиорелейного ствола при использовании аппаратуры ОЦФ-2У для телефонного (а) и телевизионного (б) стволов (на этом рисунке: СС, ТО, СР – соответственно сигналы служебной связи, телеобслуживания, системы резервирования). ОЦФ-2У и ОЦФ-8 представляют собой оконечное цифровое оборудование и служат для организации цифрового радиорелейного тракта в стволе аналоговой РРЛ (рисунок 7.3); на этом рисунке: АООРС – аналоговое оконечное оборудование радиорелейного ствола, УС – устройство сложения, УР – устройство разделения.

Рисунок 7.2. Распределение спектров для телефонного (а) и телевизионного (б) стволов

Рисунок 7.3. Обобщенная схема подключения оконечного цифрового оборудования к аналоговой РРЛ (а) – передача, (б) – прием

Устройствами сложения (разделения) для аппаратуры ОЦФ-2У служат неравноплечие согласованные тройники, а для аппаратуры ОЦФ-8 – вилки фильтров ДК-55.

Схема подключения ОЦФ-2У к аппаратуре "Восход" приведена на рисунке 7.4. На этом рисунке: Вх. ФМ и Вых. ФМ – входной и выходной сигналы фазоманипулированной цифровой поднесущей; ФФК – фильтр цифровых поднесущих; СрПд и СрПм – соответственно блоки сложения и разделения аналоговых и цифровых сигналов; Разв. – разветвитель; ВУ – видеоусилитель; БП Дм – блок переключения демодуляторов; ПСК и ВСК – соответственно контура предыскажения и восстановления.

Рисунок 7.4. Схема подключения ОЦФ-2У к аппаратуре "Восход"

Структурная схема подключения ОЦФ-8 к радиорелейной аппаратуре (на примере стойки СО аппаратуры "Курс") показана на рисунке 7.5. На этом рисунке КСКП – блок коррекции кабельной линии, Разв. – разветвители, Атт – аттенюаторы, ДК-55 – вилка фильтров сложения (разделения) служебных сигналов и телефонии, КмМд и КмДм – соответственно коммутаторы модулятора и демодулятора.

Рисунок 7.5. Схема подключения ОЦФ-8 к телефонному стволу аппаратуры "Курс"

При организации передачи по второму способу на РРЛ подается линейный цифровой сигнал (ЛЦС) получаемый от цифровой системы передачи (ЦСП) [1].

Этот цифровой сигнал после некоторых преобразований модулирует СВЧ несущую. Модуляция несущей дискретным сигналом называется манипуляцией (подробнее смотри раздел 7.2). Если в ЦСП применена ИКМ, а в РРЛ – амплитудная модуляция (АМ), то говорят о передаче ИКМ-АМ сигнала по РРЛ.

При этом может быть использована аппаратура "Курс-4", "Курс-6", "Рассвет-2" и другие. Так как для них разработаны специальные устройства, позволяющие на существующих РРЛ организовать цифровые стволы совместно аналоговыми. Передача цифровых (ЦФ) сигналов осуществляется методом ИКМ-ЧМ. Системы "Курс" могут работать в диапазонах 2,4,6 и 8 ГГц.

Перспективным направлением является применение многопозиционных методов манипуляции, позволяющих повысить пропускную способность ЦФ ствола без расширения полосы частот приемно-передающей радиорелейной аппаратуры. Такие методы частот используются для передачи бинарных (относительных бинарных) ЛЦС, при этом число позиций (уровней) манипуляции М = 2ⁿ. В общем виде цифровые сигналы с многопозиционной ЧМ обозначаются ИКМ-МЧМ, с многопозиционной ФМ – ИКМ-МФМ и тому подобное, либо вместо М указывается его числовое значение, например, ИКМ-4ФМ [7].

На рисунке 7.6. показана функциональная схема ЦФ ствола РРЛ на примере ОРС при М = 4. На ОРС поступают ЛЦС по соединительной линии СЛ от ЦСП, например, от ИКМ-30 (при М = 4, n =2, то есть нужны две ЦСП). Передаются ЛЦС обычно в квазитроичном коде. Схема ОРС содержит оконечное оборудование ЦФ ствола ОКОЦФ, приемно-передающее радиорелейное оборудование (модулятор МД, передатчик СВЧ колебаний ПСВЧ, приемник СВЧ колебаний ПрСВЧ, демодулятор Д), антенно-фидерный тракт АФТ и антенну.

Рисунок 7.6. Функциональная схема ЦФ ствола РРЛ на примере ОРС при М = 4

В составе передающей части ЦСП показаны АИМ-тракт, на выходе которого образуется многоканальный сигнал с АИМ; кодер, на выходе которого получаем двоичный цифровой сигнал (ЦС); преобразователь кода (ПК3), на выходе которого получаем линейный цифровой сигнал (ЛЦС).

Выбор кода ЛЦС определяется особенностями передачи его по соединительным линиям, в качестве которых используются симметричные или коаксиальные кабели. Важным параметром ЛЦС является его спектр. Спектральная плотность однополярного двоичного цифрового сигнала в общем случае состоит из постоянной составляющей, непрерывной части и дескретных компонент на частотах f_k = k∙f_т, где f_т – тактовая частота, k = 1,2,3…. По кабельным соединительным линиям постоянная составляющая ЛЦС не передается. Возникают искажения ЛЦС из-за ограничения полосы в линейном тракте как со стороны нижних частот (из-за наличия переходных конденсаторов и согласующих трансформаторов), так и со стороны верхних частот (с ростом частоты увеличивается затухание кабеля). Поэтому целесообразно выбрать такой ЛЦС, который не содержит постоянной составляющей и имеет максимум спектральной плотности энергии в области средних частот. Этим требованиям отвечает спектр квазитроичного ЛЦС. Заметим, что при любом варианте квазитроичного кода ЛЦС представляет собой трехсимвольную импульсную последовательность: -1, 0, +1. При чем "0" кодируется отсутствием импульса, "1" – поочередно импульсами положительной и отрицательной полярности.

Следовательно, преобразователь кода ПК3 служит для согласования спектра ЛЦС с частотной характеристикой соединительных линий. Он осуществляет формирование ЛЦС в квазитроичном коде из двоичного цифрового сигнала, а ПК4 выполняет обратное преобразование [1].

В составе приемной части ЦСП показаны регенератор РЕГ3, преобразователь кода (ПК4), декодер и АИМ-тракт. Устройства ПК4 и ПК3 служат для согласования спектра ЛЦС с частотной характеристикой СЛ.

Оконечное оборудование ЦФ ствола часто называют устройством сопряжения, так как оно служит для сопряжения ЦСП с передающим (приемным) радиорелейным оборудованием. Передающая часть ОКОЦФ содержит регенераторы РЕГ1, преобразователи кодов ПК1, скремблеры СКР и суммирующее устройство (∑), а в составе приемной части – дескремблеры (ДСКР), преобразователи кода ПК2 и регенераторы РЕГ2.

Регенераторы служат для восстановления формы, длительности и амплитуды каждого из символов ЛЦС. При этом РЕГ1 служат для исправления искажений, вызванных СЛ (такое же назначение имеет РЕГ3 в ЦСП), а РЕГ2 – для исправления искажений, возникающих при передаче сигнала по РРЛ. В ПК1 производится преобразование квазитроичного ЛЦС в бинарный (или относительный бинарный). Этот сигнал в отличие от ЛЦС будем называть двоичным (бинарным) ЦС или двухуровневым ЦС. Длительность импульса двоичного ЦС, соответствующего передаче одного символа, обычно равна тактовому интервалу Т. Обратное преобразование двоичного ЦС в ЛЦС происходит в ПК2. При передаче длинных серий символов 0 (или 1) подряд на тактовых интервалах, на выходе ПК1 могут появиться отрицательные (или положительные) импульсы большой длительности (К∙Т). Это наблюдается, например, при передаче измерительных сигналов, малой загрузке и в других случаях. В этом случае в двоичном ЦС появляются постоянная и НЧ составляющие и уменьшается плотность энергии на тактовой частоте. Если этот ЦС передать по РРЛ, то на приеме из него будет трудно выделить колебания тактовой частоты, необходимые для нормальной работы регенератора и других устройств. В результате могут наблюдаться срывы систем тактовой синхронизации по всей РРЛ.

Передача таких ЦС по ЦРРЛ нежелательна ещё и потому, что ухудшает условия электромагнитной совместимости. Действительно, при передаче импульсов длительностью К∙Т, энергия сигнала на выходе передатчика оказывается сосредоточенной в более узкой полосе, чем при передаче последовательности символов 0 и 1. Вследствие чего при работе нескольких РРС в общей полосе частот возрастают помехи другим станциям от этого передатчика. Поэтому двоичный ЦС до того, как поступит на модулятор, подвергается специальному преобразованию – скремблированию в СКР, в результате которого импульсы большой длительности К∙Т превращается в последовательность положительных и отрицательных импульсов длительностью от Т до R∙T, где R<K. В результате скремблирования увеличивается период повторения для последовательности символов двоичного ЦС.

В ОРС (рисунок 7.6) двоичные ЦС с выхода СКР поступают на ∑, где объединяются в один четырехуровневый сигнал (в общем случае многоуровневый ЦС). Сумматор представляет собой ПК, в котором каждому возможному сочетанию полярностей импульсов входных двоичных ЦС ставиться в соответствие определенный входной уровень в зависимости от принятого кода.

Многоуровневый ЦС используют для модуляции. На выходе ПСВЧ модулируемый параметр СВЧ сигнала может принимать одно из М дискретных значений. Например, при ИКМ-4ЧМ несущая частота СВЧ сигнала на каждом интервале длительностью Т принимает одно из следующих четырех значений: f₁, f₂, f₃, f₄. При ИКМ-4ФМ начальная фаза СВЧ сигнала на каждом интервале длительностью Т может принимать одно из таких значений: ±45º, ±135º (ëибо в других ЦРРЛ: 0º, 90º, 180º, 270º). Äлительность импульсов на входе и выходе ∑ одинакова. Следовательно, приемно-передающая аппаратура ЦРРЛ при четырехпозиционной модуляции может иметь ту же полосу пропускания, что и при двухпозиционной (кроме систем с ЧМ), однако пропускная способность ствола увеличена вдвое.

Разделение на приеме многоуровневого сигнала на отдельные двоичные ЦС обычно происходит в демодуляторе. На ОКОЦФ поступает несколько ЦС (рисунок 7.6 – два ЦС). Дескремблеры выполняют преобразование ЦС, обратное скремблированию, то есть восстанавливают сигнал, идентичный входному сигналу скремблера (при условии, что прием без ошибок).

В рассмотренной схеме сначала отдельные двоичные ЦС объединяются в многоуровневый сигнал, которым затем осуществляется манипуляция. Наряду с этим существуют схемы, где сначала производится манипуляция двоичным ЦС нескольких несущих ПЧ или СВЧ, а затем эти манипулированные сигналы объединяются. Если же число передаваемых ЛЦС (n) велико, то могут использоваться обе ступени объединения (как бинарных ЦС, так и СВЧ сигналов), например в системе 16 КАМ. Если на ОРС поступает по одной СЛ высокоскоростной ЛЦС, например, В = 140 Мбит/с, спектр которого значительно шире, чем полоса ствола П = 30 МГц, то ∑ в схеме (рисунок 7.6) будет выполнять более сложные функции. Он должен разделить ЛЦС на несколько бинарных ЦС с меньшей скоростью и сформировать из них многоуровневые сигнал, один или несколько.

При использовании действующих аналоговых РРЛ для организации ЦРЛТ оказывается несколько сложным выполнить все требования МККР по показателям качества, особенно на магистральной сети. Главным образом, это касается параметра "секунды с ошибками". Дело в том, что переключение на резерв в действующих РРЛ с ЧРК-ЧМ осуществляется на ПЧ. Время переключения даже при предварительном подключении резервного ствола составляет около 2 мкс. Кроме того, в аналоговых системах нет проскальзывания и выравниванию времени пробега сигнала по рабочему и резервному должного внимания не уделялось. Поэтому при переключении на резерв в цифровом тракте, образованном в аналоговых РРЛ, возможно появление проскальзывания, если не принять меры по выравниванию времени пробега. Сегодня такая операция осуществляется с помощью кабеля, дополнительно устанавливаемого в тракте ПЧ, что не всегда бывает оптимальным. Наиболее целесообразно проводить выравнивание в цифровой форме, что требует установки модема в резервном стволе и модификации оконечного цифрового оборудования. Выравнивание трактов при пространственно-разнесенном приеме возможно только путем регулировки длин кабельных перемычек и волноводов.

Следует также отметить, что устойчивость (проценты SES И DM) ЦРЛТ (цифровых радиорелейных трактов), организованных на основе существующих аналоговых РРЛ, зависит от их качественных показателей. Данные предварительных испытаний подтверждают возможность обеспечения высоких показателей качества и готовности таких ЦРЛТ. Тем не менее, для них необходимо провести дополнительные долговременные исследования на различных РРЛ для проверки выполнения норм рекомендаций МСЭ. В то же время, при пакетной коммутации и возможности переспроса описываемые ЦРЛТ могут с высоким качеством удовлетворять требованиям различных абонентов. Однако на магистральных РРЛ во всех случаях обеспечивается норма на остаточный коэффициент ошибок [25].

Скорости передачи информации в РРЛ тесно связанны с видом используемой технологии. Технология PDH – наиболее "старая" и традиционная, она развивается уже более двадцати лет. Широко используются два стандарта – Североамериканский, со скоростью передачи первичного потока 1544 кбит/с, и стандарт Европейской конференции администрации почт и связи (СЕПТ) со скоростью передачи первичного потока 2048 кбит/с.

В России используется лишь стандарт СЕПТ, согласно которому вторичный поток образуется асинхронным объединением 4 потоков 2048 кбит/с (обозначаются Е1) и имеет скорость потока 8448 кбит/с (обозначается Е2). Третичный поток Е3 имеет скорость 34368 кбит/с и объединяет четыре асинхронных потока Е2. Самый мощный – четверичный поток Е4 имеет скорость 139264 кбит/с и объединяет 4 потока Е3.

В 80-е годы системы PDH широко распространялись по всему миру в связи с удешевлением цифровой микроэлектроники (и, следовательно, мультиплексоров), РРС и ВОЛС, которые позволили транспортировать потоки 140 Мбит/с, эквивалентные 1920 каналам 64 кбит/с. Появились тенденции еще большего увеличения емкости потоков.

Но в 90-х годах стала актуальна непосредственная передача данных, например со скоростью 64 кбит/с (с протоколом Х.25) – для обеспечения межбанковских операций. Оказалось, что к этому PDH не очень приспособлена.

Так при связи между телефонными узлами PDH позволяет достаточно эффективно передавать большие потоки телефонных сигналов между ними, и мультиплексирование (то есть "сборка" и "разборка" телефонных сигналов) производится лишь на оконечных пунктах. Когда требуется связать между собой несколько отделений банка, офисы и тому подобное потоками 64 кбит/с или 2 Мбит/с, вводя и выводя их в каждом пункте из группового потока 140 Мбит/с, каждому пользователю необходимо проводить трехуровневое демультиплексирование сигнала PDH (разложить Е4 на четыре потока Е3, затем нужный поток Е3 – на 4 потока Е2, затем один поток Е2 – на четыре потока Е1). После ответвления абонентского потока Е1 нужно снова произвести – в обратном порядке – полную сборку сигнала Е4. При наличии многих таких пользователей сеть становится экономически невыгодной [25].

Вторая проблема технологии PDH – явно недостаточные возможности в организации служебных каналов для контроля и управления потоком в сети, почти полное отсутствие средств маршрутизации потоков низшего уровня.

В последние годы, указанные недостатки PDH частично исправляются с помощью РРС.

Во-первых, в РРС производится трансформация скорости: в структуру входных потоков вводятся дополнительные биты, позволяющие полностью решать все задачи управления радиорелейной сетью, а также обеспечивать необходимое кодирование и другие функции, повышающие надежность связи.

Во-вторых, в РРЛ используется преимущественно однократное мультиплексирование: потоки Е3 получают непосредственно объединением 16 потоков Е1, минуя формирование Е2. Новое поколение РРЛ PDH непосредственно стыкуется с потребителями по стыкам Е1 (количество стыков Е1 может быть до 16).

Выпуск мультиплексоров потоков Е4 практически прекратился: подобные объемы информации стало удобнее передавать синхронными методами, в сетях SDH. В России системы с Е4 (на 1960 каналов ТЧ) не успели найти широкого применения, но за рубежом в эксплуатации находится большое число РРЛ такой емкости; новые РРЛ с мультиплексорами Е4 уже не разрабатываются.

В настоящее время имеется достаточно много образцов оконечной аппаратуры для цифровизации аналоговых РРЛ:

Модем МДП-2 предназначен для передачи и приема цифрового потока 2048 кбит/с на модулированной поднесущей в спектре группового сигнала аналоговой радиорелейной линии.

Оборудование УВВ-Пн обеспечивает выделение и ввод поднесущей, передаваемой в групповом спектре, при ретрансляции сигнала ПЧ на промежуточной радиорелейной станции.

Аппаратура АЦТ-8-4/2 предназначена для передачи 4 асинхронных цифровых потоков 2048 кбит/с в стволе РРЛ. АЦТ-8-4/2 используется как оконечное оборудование РРЛ для организации соединительных линий между АТС, между узлами связи и земными станциями спутниковой связи, в сетях распределения программ радиовещания и т. п.

Аппаратура АЦТ-17-8/2 предназначена для передачи 8 асинхронных цифровых потоков 2048 кбит/с в стволе РРЛ. АЦТ-17-8/2 используется как оконечное оборудование РРЛ для организации соединительных линий между АТС, между узлами связи и земными станциями спутниковой связи, в сетях распределения программ радиовещания и т. п.

Аппаратура АЦТ-34-16/2 предназначена для передачи 16 асинхронных цифровых потоков 2048 кбит/с в стволе РРЛ. АЦТ-34-16/2 используется как оконечное оборудование РРЛ для организации соединительных линий между АТС, между узлами связи и земными станциями спутниковой связи, в сетях распределения программ радиовещания и т. п.

Указанная оконечная аппаратура РРЛ – стыкуется с любым типом РРЛ (КУРС, ГТТ, РАКИТА, РАДУГА, КОМПЛЕКС и другие) по ПЧ 70 МГц. Содержит модемное и мультиплексорное оборудование, имеет систему телеконтроля и служебной связи, обеспечивает автоматическое резервирование сигналов. Позволяет преобразовать аналоговые РРЛ в цифровые.

С помощью аппаратуры АЦТ осуществлена успешная цифровизация аналоговой радиорелейной линии, состоящей из 38 пролетов общей протяженностью 1748 км.

Достоинство SDH – принципиальная возможность прямого доступа к любому из сигналов (преимущество принципа временного уплотнения), передаваемых в составе группового потока, минуя процедуры последовательного мультиплексирования.

Одно из исходных соображений, определивших выбор принципов SDH, - необходимость сопряжения будущих сетей SDH с существующими сетями PDH, чтобы интегрироваться с ними в единые цифровые сети.

Этого удалось достигнуть выбором в качестве первичного для SDH-сигнала с пакетной структурой с групповой скоростью передачи 155,52 Мбит/с. Каждый пакет (формат) имеет длительность 125 мкс, содержит 2430 байт, из которых 81 байт образует заголовок, несущий самую разнообразную служебную, в том числе и адресную информацию. Такой пакет назвали синхронным транспортным модулем 1-го уровня.

Структура STM-1 обеспечивает стыковку SDH почти со всеми существующими в мире сигналами PDH и позволяет создавать цифровые сети любой конфигурации. Вторичный уровень SDH – сигнал STM-4 с групповой скоростью 622,08 Мбит/с, третичный (STM-16) – скорость 2488,32 Мбит/с.

Предусмотрена также еще более высокая скорость STM-64 = 4 х STM-16 = 64 STM-1, т. е. 9953,28 Мбит/с.

Из указанных скоростей в РРЛ используются только STM-1 (очень редко - STM-4). Потоки STM-4 и выше рассчитаны главным образом на ВОЛС.

Однако для РРЛ трафик, обеспечиваемый форматом STM-1, является часто излишним, например, когда надо ответвить от магистральной линии часть информации и передать по РРЛ в местные, зоновые или локальные сети. Поэтому для передачи по РРЛ в SDH предусмотрен так называемый "подсигнал STM-1" с общей скоростью передачи 51,84 Мбит/с, равной 1/3 от скорости STM-1 (такой сигнал обозначают иногда STM-0). Структура сигнала STM-0 позволяет упаковывать в него потоки PDH: один поток Е3, до 21 потоков Е1, А также все сигналы PDH варианта США.

РРЛ с STM-0 - удобный мост, через который сети PDH могут подключаться к мощным линиям SDH (в том числе ВОЛС) [26].

Обзор существующего цифрового радиорелейного оборудования отечественных и зарубежных производителей приведен в приложении Б.

7.2. Основные виды манипуляции, применяемые в ЦРРЛ

Модуляция несущего колебания цифровым сигналом называется манипуляцией. От выбора вида манипуляции при заданной пропускной способности ЦРРЛ зависят такие важные характеристики ЦРРЛ, как полоса пропускания, восприимчивость к искажениям различного вида, стоимость аппаратуры и другие. В зависимости от назначения ЦРРЛ в них могут применяться различные разновидности фазовой, частотной, амплитудной манипуляции [1].

Различают двухуровневые и многоуровневые виды дискретной манипуляции. Так при двухуровневой АМ (ДАМ) амплитуда напряжения несущей частоты передатчика может принимать только два дискретных значения, например U_с и 0, как это показано на рисунке 7.7,б для случая передачи двоичного цифрового сигнала (рисунок 7.7,а). Таким же образом различают двухчастотные и многочастотные виды дискретной манипуляции. При двухчастотной ЧМ (ДЧМ) (иногда также называемой двухпозиционной ЧМ) амплитуда несущей постоянна, а частота может принимать только два дискретных значения, например f₁ и f₂ (рисунок 7.7,в). Соответственно и при дискретной фазовой модуляции различают двухфазную манипуляцию (ДФМ) (рисунок 7.7,г) и многофазные виды манипуляции. Многоуровневые, многочастотные и многофазные виды манипуляции используются либо для увеличения пропускной способности цифровых радиоканалов без расширения полосы пропускания аппаратуры, либо для передачи цифровой информации, использующей коды с многозначными символами (m_с>2), например, третичные, четвертичные или другие коды .

Перейдем к рассмотрению энергетических спектров.

ВЧ сигнал с ДАМ (рисунок 7.7,б) при передаче некоррелированных положительных и отрицательных посылок с равной вероятностью и при длительности модулирующего цифрового сообщения τ = Т (рисунок 7.7,а), имеет энергетический спектр, показанный на рисунке 7.8,а, на котором В = 1/Т – скорость манипуляции в бодах. Этот спектр характеризуется наличием дискретной составляющей (дельта-функция на рисунке 7.8,а) с частотой равной частоте несущей f_с, и с мощностью пропорциональной (среднее значение амплитуды напряжения ВЧ сигнала равно U_с/2). Других дискретных составляющих в спектре нет (предполагается, что корреляция между передаваемыми символами равна нулю).

 

Рисунок 7.7. Виды манипуляции напряжения несущей частоты дискретными цифровыми сообщениями

Рисунок 7.8. Огибающие энергетических спектров манипулированных сигналов

 

Если вычесть из сигнала с ДАМ (рисунок 7.7, б) с амплитудой U_c напряжение несущей частоты с амплитудой U_c/2, то получим ВЧ сигнал, аналогичный показанному на рисунке 7.7, г, но с амплитудой U₀/2, что соответствует сигналу с ДФМ. Полученный таким образом ВЧ сигнал с ДФМ имеет спектр, равный непрерывной части спектра рисунок 7.8,а. Увеличение в 2 раза амплитуды полученного ВЧ сигнала до значения U_c, показанного на рисунке 7.7, г, приводит к увеличению его мощности, а следовательно и плотности его энергетического спектра в 4 раза (рисунок 7.8,в). Сравнение рисунков 7.8,а и 7.8, в показывает, что при ДФМ вся мощность передатчика распределена по непрерывной части спектра, которая содержит полезную информацию и не расходуется на излучение несущей. Этим в основном и объясняется значительно большая помехоустойчивость сигналов с ДФМ, чем сигналов с ДАМ.

Сигнал с ДЧМ (рисунок 7.7,в) можно рассматривать как сумму двух ВЧ сигналов с ДАМ, но имеющих разные несущие частоты f₁ и f₂. поэтому спектр сигнала с ДЧМ (рисунок 7.8,б) является суммой двух спектров, аналогичных показанному на рисунке 7.8,а. Спектр сигнала с ДЧМ, очевидно, шире спектров сигналов с ДАМ или с ДФМ на величину размаха девиации частоты .

Теоретически для оптимального приема сигналов с ДАМ или ДФМ полоса пропускания приемника должна равняться минимально допустимому значению П₀ = 1/Т = В (рисунок 7.8,а и в). При ДЧМ она должна быть шире на величину ∆f_р (рисунок 7.8,б). Однако при когерентном детектировании ВЧ сигналов с ДФМ рекомендуется выбирать несколько большую полосу пропускания приемника

, (7.1)

во избежание срывов синхронизации генератора опорного напряжения (ГОН). Если на вход приёмника поступают достаточно длинные регулярные последовательности знакопеременных посылок, то спектр таких сигналов дискретен и состоит только из боковых частот, равных f_c±(2n–1)B/2, где порядковый номер компоненты n > 0. Чтобы при этих условиях на вход фазового детектора поступали хотя бы только две первые боковые составляющие с частотами f_c+ B/2 и f_c– B/2, необходимо выполнить условие (7.1). Из (7.1) следует, что в малоканальной ЦРРЛ с ДФМ (или с ОФМ), каждый ствол которой предназначен для передачи сигналов, П_пр ≈ 2.25 МГц, так как С₃₀ = 2.048 Мбит/с. Это примерно равно полосе приемников РРЛ с ФИМ–АМ с такой же пропускной способностью, но в четыре раза превышает полосу приёмников РРЛ с ЧУ и ЧМ. Однако в ЦРРЛ можно использовать принцип двукратной модуляции, при которой удваивается пропускная способность стволов при той же полосе П_пр.

При таких методах передатчик манипулируют одновременно двумя независимыми групповыми цифровыми сообщениями, имеющими одинаковые синхронные тактовые частоты F_c = 1/T. Каждое сообщение подается на отдельный вход манипулятора, схема которого составляется таким образом, чтобы соблюдались условия, указанные в таблице 7.1 для двукратной ДЧМ и для двукратной ДФМ.

Таблица 7.1

Частота колебаний при ДЧМ	Фаза колебаний, град. при ДФМ	Передача символов
		в первом групповом сообщении	во втором групповом сообщении
f1 f2 f3 f4	0 90 180 270	+ + - -	+ - - +

Ограничение спектра манипулированных ВЧ сигналов до входа детектора приемника будет неизбежно приводить к возникновению переходных процессов, затягивающих процесс нарастания напряжения в начале каждой посылки. Следовательно, эти переходные процессы явятся источником появления так называемых межсимвольных помех, так как из-за них предыдущие посылки искажают форму последующих посылок. Межсимвольные помехи существенно понижают помехоустойчивость цифровых сигналов, так как ухудшают условия работы решающих устройств, установленных на выходах приемников. Величина межсимвольных помех зависит не только от ограниченности полосы пропускания ВЧ трактов аппаратуры. Она в значительной степени определяется нелинейностью фазовой характеристики в пределах заданной полосы пропускания. По этой причине следует учесть, что для уменьшения уровня межсимвольных помех необходимо тщательно скорректировать фазовую характеристику приема с помощью соответствующих фазовыравнивателей (корректоров времени задержки).

Для получения максимальной верности приема цифровой информации форма огибающей импульсов на входе приемников должна быть возможно ближе к прямоугольной. Однако ввиду нецелесообразности излучения передающими антеннами слишком широких спектров частот рекомендуется выбирать полосу пропускания передающих трактов аппаратуры ЦРРЛ П_п ≈ 2В. Таким образом, перспективным направлением является применение многопозиционных методов манипуляции, позволяющих повысить пропускную способность ЦФ ствола без расширения полосы частот приемно-передающей радиорелейной аппаратуры [1]. Такие методы часто используются для передачи бинарных (относительных бинарных) ЛЦС, при этом число позиций (уровней) манипуляции М = 2ⁿ (рисунок 7.9). В общем виде цифровые сигналы с многопозиционной ЧМ обозначаются ИКМ-МЧМ, с многопозиционной ФМ – ИКМ – МФМ и так далее, либо вместо М указывается его числовое значение, например, ИКМ – 4ФМ.

Рисунок 7.9. Фазовая манипуляция

Сигнал всех типов ФМ может быть получен с помощью балансной схемы (КАМ-модулятора) (рисунок 7.10), причем обеспечение ОФМ достигается соответствующим изменением битового потока в кодере К.

Рисунок 7.10. КАМ-модулятор

Широкое применение находит квадратурная амплитудная манипуляция (КАМ). Этот вид манипуляции, по существу, представляет собой сочетание АМ и ФМ, в связи с чем его еще называют амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМ). В случае КАМ изменяется и фаза и амплитуда несущей. Применяются КАМ четвертого уровня и выше (КАМ-4, КАМ-16 (рисунок 7.11), КАМ-64 и т.д.), причем КАМ-4 совпадает с ОФМ четвертого уровня.

Рисунок 7.11. КАМ-16 с примерами сигнальных точек квадрибитов 1110, 1000, 0111, 0001

Вид модуляции одновременно определяет и ширину излучаемого спектра, а, следовательно, требуемую ширину полосы приемопередатчика, и пороговое отношение сигнал/шум в демодуляторе. В настоящее время в РРЛ используются следующие виды модуляции:

Для высокоскоростных РРС (от 155 Мбит/с и выше) – квадратурная амплитудная модуляция с уровнем квантования 64 и выше (64 QAM и выше) либо более сложные методы модуляции, объединяющие модуляцию и кодирование, в частности, решетчатая кодовая модуляция (ТСМ) и блоковая кодовая модуляция (ВСМ);

Для среднескоростных РРС – 16 QAM, 32 QAM;

Для низкоскоростных РРС (ниже 34 Мбит/с) – наиболее распространена модуляция QPSK, которая позволяет вдвое уменьшить ширину спектра сигнала по сравнению с 2-PSK (то есть ОФТ) без потери помехозащищенности. При
этом используется несколько модификаций QPSK – офсетная О-QPSK, с постоянной огибающей СЕРМ или PSK, 4QAM и другие, отличающиеся методами реализации. Многие фирмы применяют более простой метод 4FSK, обеспечивающий такую же занимаемую полосу частот, что и QPSK, но за счет некоторого снижения энергетики РРЛ. Для малых скоростей передачи иногда применяют еще более простые методы – 2 PSK и FSK, особенно в диапазонах 26 – 40 ГГц.

Для скорости 34 Мбит/с наметилась тенденция замены QPSK на 16 QAM в диапазонах ниже 13 ГГц с целью уменьшения занимаемой полосы ствола РРЛ до 14 МГц вместо 28 МГц при QPSK.

То есть чем выше скорость передачи, тем более сложную модуляцию приходится использовать, чтобы вписаться в стандартные планы частот РРЛ, а тем сложнее вид модуляции, тем сложнее аппаратура реализации и, соответственно, выше стоимость изделия.

В таблице 7.2 приведены типовые для большинства современных РРС значения полосы частот, занимаемой при передаче цифровых потоков.

Отметим, что при сравнении энергетических параметров РРС антенны обычно не учитывают, так как их коэффициент усиления определяется, в основном, габаритами и выбирается проектировщиками линии связи в зависимости от конкретных условий.

Таблица 7.2. Полосы частот занимаемые цифровыми потоками, при различных видах модуляции

Вид модуляции	Ширина полосы частот радиоствола, занимаемая при передаче цифровых потоков в РРС, МГц
	2Е1	4Е1(Е2)	8Е1(2Е2)	16Е1(Е3)	STM-0	STM-1
PSK	7	14	28
QPSK, 4QAM, Q-QPSK, CEMP и т.п.	3.5	7	14	28
4FSK	3.5	7	14	28
16QAM	1.75	3.5	7	14	28
32QAM				7	14
64QAM						28

7.3. Радиорелейные линии синхронной цифровой иерархии

Как отмечалось ранее, третьим является вариант построения РРЛ изначально ориентированный на передачу цифровой информации. В настоящее время промышленностью разных стран выпускаются и на сетях связи работают большое разнообразие таких систем

Скорость передачи аналоговых РРЛ практически ограничена потоком Е3, что определяется полосой пропускания ВЧ ствола, неравномерностью характеристики ГВЗ радиоствола, "проскальзыванием" сигнала при переключениях на резерв и используемыми видами манипуляции ВЧ сигнала.

В цифровых РРЛ влияния указанных факторов сведены до минимального, а использование многопозиционной относительной ФМ позволяет эффективно использовать полосу пропускания ствола РРЛ.

Оптимальная ширина полосы ствола при передаче цифровых сигналов по РРЛ может быть определена по формуле:

, (7.2)

где Δf_оп – ширина полосы, численно равная скорости передачи цифрового сигнала В; К_м = 1/log₂M – коэффициент, учитывающий изменение полосы частот, занимаемой стволом, при использовании М-позиционной модуляции, М = 2,4,8,16,32,… . Сужение полосы пропускания ВЧ тракта ниже величины (7.2) вызывает сильное увеличение межсимвольных помех, расширение полосы – увеличение мощности тепловых шумов в более широкой полосе, и тот и другое приводит к увеличению коэффициента ошибок [7].

Так, например, для передачи 720 телефонных каналов методом ИКМ требуется скорость передачи цифровой информации 52 Мбит/с. При использовании двухпозиционной относительной ФМ (М=2) ширина полосы одного ствола согласно (7.2) примерно равна 52·1.3 = 68 МГц. При использовании четырехпозиционной относительной ФМ (М=4) полоса частот ствола может быть уменьшена до 34 МГц. Такую же полосу частот занимает ствол аналоговой РРЛ при передаче 1920 телефонных каналов, то есть при малой кратности модуляции ЦРРЛ уступают аналоговым РРЛ по пропускной способности в отведенной полосе частот. Ширина полосы частот радиоствола при передаче цифровых потоков РРЛ при различных видах модуляции приведена в таблице 7.2.

В настоящее время по ЦРРЛ передаются цифровые потоки соответствующие STM-RR и STM-1. При прохождении этих модулей по ЦРРЛ производится обработка секционного заголовка SOH, состоящего из заголовков мультиплексной MSOH и регенерационной RSOH секций и AU указателя. В соответствии со структурой секционного заголовка на ЦРРЛ выделяются мультиплексные и регенерационные секции рисунок 7.12.

Рисунок 7.12. Мультиплексные и регенерационные секции ЦРРЛ.

На ОРС1 заканчивается мультиплексная секция MS1 кабельной соединительной линии между мультиплексным оборудованием MUX и оконечной радиорелейной станцией (ОРС) и начинаются мультиплексная MS2 и регенерационная RS1 секции РРЛ. Регенерационные секции радиорелейной линии начинаются и заканчиваются на всех пролетах. Мультиплексные секции радиорелейной линии начинаются и заканчиваются на ОРС и узловой радиорелейной станции (УРС), следовательно, на ОРС и УРС обрабатывается весь заголовок SOH STM, включая AU указатель. На промежуточной станции (ПРС) обрабатывается только заголовок регенерационной секции RSOH, а остальная часть заголовка проходит через эти станции транзитом.

При рассмотрении структурных схем станций РРЛ СЦИ в пособии используется терминология и обозначения принятые в аппаратуре фирмы NEC (Япония). Структурная схема оконечной радиорелейной станции ОРС1 на примере аппаратуры фирмы NEC приведена на рисунке 7.13.

Рисунок 7.13. Структурная схема оконечной радиорелейной станции

На вход рабочего ствола РРЛ СЦИ по кабельной соединительной линии от MUX поступает линейный цифровой сигнал в коде CMI со скоростью 155.52 Мбит/с (STM-1).

На ОРС1 заканчивается мультиплексная секция кабельной соединительной линии, на ней производится обработка заголовка этой секции (модуль SOH MS1) рисунок 7.13 и 7.14. В этом модуле (C/N-преобразователь) осуществляется преобразование линейного кода CMI в код NRZ, который и используется в аппаратуре радиорелейных станций как наиболее узкополосный из двоичных кодов.

Рисунок 7.14. Структурная схема обработки секционного заголовка на приемной стороне

Здесь же осуществляется преобразование входного цифрового потока 155.52 Мбит/с в восемь параллельных потоков по 19.44 Мбит/с (S/P-преобразователь), для того чтобы в дальнейшем можно было использовать микросхемотехнику с невысоким быстродействием, но при этом количество комплектов оборудования увеличивается в восемь раз. Для обеспечения этих преобразований (C/N и S/P) необходимо тактовая частота, которая выделяется из входного сигнала.

Обработка секционного заголовка заключается в выделении и соответствующей обработке байт секционного заголовка. Для определения местоположения байт заголовка в структуре синхронного транспортного модуля определяется начало его цикла, то есть осуществляется синхронизация начала цикла генераторного оборудования (ГО) приема под начало цикла принимаемого сигнала. Для этого используется приемник циклового синхросигнала (Пр.ЦС).

Контроль ошибочно принятых бит производится по коду BIP-8 (BIP-8 детектор), для чего рассчитываются битовые суммы по всем байтам текущего цикла и сравниваются с битовыми суммами, записанными на передающем конце в байт B1 следующего цикла.

Далее сигнал обрабатывается в дескремблере, где из него удаляется псевдослучайная последовательность (ПСП), введенная на передающей стороне в скремблере для того, чтобы исключить появление в передаваемом цифровом сигнале длинных последовательностей "0" и "1". Наличие таких последовательностей приводит к отсутствию в такие моменты времени информации о тактовой частоте, что ухудшает работу выделителя тактовой частоты.

Затем производится контроль ошибок по коду BIP-24 (BIP-24 детектор), для чего рассчитываются 24 битовые суммы по всем тройкам байт (кроме байт заголовка регенерационной секции RSOH) текущего цикла и сравниваются с битовыми суммами записанными на передающем конце в байты В2 следующего цикла. Здесь же производится выделение байт заголовка (SOH выделение), используемых для организации служебных каналов: Е1, Е2, F1 – каналы служебной связи на мультиплексных и регенерационных секциях; D1,…D12 – каналы для системы телеуправления. С выхода модуля SOH выделенные сигналы поступают на интерфейс секционного заголовка (SOH INTF) (рисунок 7.13), от куда подаются на соответствующее оборудование или проходят транзитом.

С выхода дескремблера цифровой сигнал восьмью потоками поступает на модуль обработки AU-указателя (PTR), где устраняется расхождение фаз между значением AU-указателя и местоположением первого байта нагрузки, появившееся при прохождении сигнала через мультиплексную секцию и перезаписи цифровых потоков под тактовую частоту местного генератора (reference clock). При этом изменяется значение AU-указателя.

После обработке AU-указателя сигналы поступают на модуль SOH MS2, где начинается мультиплексная секция радиорелейной линии. В этом модуле осуществляются генерация кодов BIP-8 и BIP-24 и вставление (мультиплексирование) байт заголовка SOH.

После обработки в модуле SOH MS2 сигналы поступают на модуль резервирования стволов, работой которого управляет блок управления резервированием (БУР) [7].

В ЦРРЛ используется поучастковая система резервирования стволов, например 3+1,6+2 и так далее. Переключение рабочих стволов на резервный ствол осуществляется на оконечных и узловых станциях. На приемной стороне участка резервирования блок управления резервированием контролирует работоспособность рабочих и резервных стволов. При ухудшении качества работы одного из рабочих стволов (из-за замираний сигналов на пролетах, увеличения уровня внутренних или внешних шумов и помех) и работоспособном резервном стволе, приемная часть БУР принимает решения о переключении данного рабочего ствола на резервный ствол. По служебному каналу приемная часть БУР передает команду на передающую сторону участка резервирования.

На передающей стороне участка резервирования передающая часть БУР посылает команду на соответствующий переключатель ППд и информационный сигнал с этого момента передается параллельно по рабочему и резервному стволам. На приемной стороне вначале производится выравнивание времени распространения сигналов по рабочему и резервному стволам, чтобы исключить эффект проскальзывания сигналов. После этого производится безобрывное переключение выхода с помощью ключа ППр с рабочего ствола на резервный ствол. После восстановления работоспособности рабочего ствола восстанавливается исходная коммутация и освобождается резервный ствол.

После модуля резервирования стволов сигнал STM-1 восьмью потоками суммарной скоростью 155520 кбит/с поступает на многоуровневый кодер, в котором: к выходному цифровому потоку прибавляется дополнительный заголовок радио цикла (RFCOH – Radio Frame Complementary Overhead); производится скремблирование; осуществляется помехоустойчивое кодирование (FEC – Forward Error Correction) и размещение полученных цифровых потоков на фазоамплитудной плоскости сигнала модулятора (рисунок 7.15).

Рисунок 7.15. Структурная схема многоуровневого кодера

В преобразователе скорости 1 осуществляется увеличение суммарной скорости восьми цифровых потоков на 4.24 Мбит/с за счет того, что тактовая частота считывания из буферной памяти превышает тактовую частоту записи информации в эту память. В результате такого преобразования в выходных потоках образуются тактовые интервалы свободные от информационных символов.

В мультиплексоре дополнительного заголовка радиоцикла (рисунок 7.16) в свободные тактовые интервалы вставляются информационные символы служебных сигналов, основные из которых: цифровой поток 2 Мбит/с (WS – Way Side), доступный на каждой станции; служебные каналы для связи передающей и приемной сторон блока управления резервированием и для сбора информации о состоянии оборудования станций системой теленаблюдений. В этом же модуле формируется цикл по дополнительному заголовку, причем структура восьмиразрядного циклового синхросигнала может изменяться с помощью переключателя, что обеспечивает идентификацию ствола необходимую при наличии эффекта прохождения сигналов через три интервала и на узловых радиорелейных станциях с большим числом ответвлений.

Рисунок 7.16. Структура сигнала на выходе многоуровневого кодера

После мультиплексора сигналы поступают на скремблер, в котором к ним добавляется псевдослучайная последовательность, устраняющая в двоичном сигнале длинные последовательности нулей и единиц.

В преобразователе скорости 2 суммарная скорость цифрового потока увеличивается на 10 Мбит/с (рисунок 7.16) и полученные цифровых потоков суммарной скоростью около 170 Мбит/с поступают на модуль предкоррекции ошибок и размещения. Свободные тактовые интервалы, полученные на выходе преобразователя скорости 2, присутствуют только в первом в соотношении 3/4 (три информационных символа из четырех) и втором в соотношении 11/12 цифровых потоков из шести.

Операция размещения (mapping) полученных цифровых потоков на фазоамплитудной плоскости (constellation – созвездие) сигнала модулятора заключается в том, что соседние точки на созвездии определяются первыми из шести потоков, который имеет наибольшую защиту (3/4). Это определяется тем, что из-за действия шумов и помех наиболее вероятным будет переход данной точки созвездия на соседние точки. Размещение также предполагает, что второй поток с соотношением 11/12 определяет на созвездии точки через одну. Остальные четыре потока из шести не имеют избыточных бит и определяют все остальные точки на созвездии [7].

В результате проведенных преобразований сигнала на выходе многоуровневого кодера формируется шесть потоков (рисунок 7.15), из них три потока для синфазной (Phase) составляющей Р1, Р2, Р3 и три потока для квадратурной (Quadrate) составляющей Q1, Q2, Q3, которые и определяют расположение точек на созвездии. Необходимо отметить, что количество цифровых потоков на выходе многоуровневого кодера определяется позиционностью квадратурной амплитудной модуляции М-КАМ, в рассматриваемом случае используется 64 КАМ.

С выхода многоуровневого кодера сигнал поступает на КАМ модулятор (рисунок 7.17) .

В цифроаналоговом преобразователе каждый из трех двоичных потоков преобразуется в многоуровневый сигнал (в рассматриваемом случае в восьмиуровневый 2³ = 8).

Рисунок 7.17. Структурная схема КАМ модулятора

В фильтре нижних частот производится ограничение полосы модулирующего сигнала в пределах:

П_С = П_N (1 + α), (7.3)

где П_N = F_T /2 - полоса Найквиста; α = {0,1} – коэффициент (roll off), определяющий степень сужения полосы (зависит от фирмы производителя оборудования).

В смесителях осуществляется амплитудная и фазовая модуляция по каждой из составляющих, после сложения которых получается сигнал 64 КАМ, расположение точек которой на фазово-амплитудной плоскости (созвездии) представлено на рисунке 7.18.

Рисунок 7.18. 64 КАМ сигнал на фазово-амплитудной плоскости

Далее в полосовом фильтре отфильтровываются побочные продукты, которые появляются в смесителях и, наконец, с помощью УПЧ устанавливается необходимый уровень на выходе модулятора.

С выхода модулятора сигнал промежуточной частоты промодулированный по амплитуде и фазе поступает на передающее устройство (Пд), где осуществляется преобразование сигнала промежуточной частоты в сигнал СВЧ и осуществляется усиление его по мощности. Существенным отличием передатчика М-КАМ сигнала от передатчиков ЧМ и М-ОФМ сигналов является то, что в нем необходимо иметь высокую линейность амплитудной характеристики, что достигается смещением рабочей точки усилителя мощности на линейный участок (смещение достигает 7дБ) и использованием линеаризатора амплитудной характеристики.

С выхода передатчика СВЧ сигнал поступает на фильтры объединения стволов (ФОС), где с помощью ферритовых вентилей и полосовых фильтров объединяются сигналы нескольких передатчиков. Объединенный сигнал поступает на устройство разделения приема и передачи (УР) и по волноводу поступает в антенну и излучается в сторону соседней станции.

На оконечной станции имеется две антенны: основная и разнесенная, что позволяет уменьшить влияние селективных замираний на качество работы РРЛ. С выходов антенн сигналы через УР поступают на фильтры разделения стволов (ФРС) и через них на основной и разнесенный приемники.

В приемниках осуществляется: усиление сигналов в малошумящих усилителях; преобразование СВЧ сигналов в сигналы промежуточной частоты, после чего сигналы поступают на устройства комбинирования сигналов (УКС). При приеме цифровых сигналов для устранения эффекта проскальзывания нельзя использовать автовыбор сильного сигнала, как это делается в аналоговых РРЛ, поэтому в РРЛ СЦИ используется сложение разнесенных сигналов.

Для осуществления сложения, осуществляется фазирование сигнала ПЧ разнесенного приемника под сигнал ПЧ основного приемника, для чего в цепи гетеродина разнесенного приемника устанавливается фазовращатель, управляемый с выхода фазового детектора УКС. После сложения сфазированных сигналов сигнал ПЧ с выхода УКС поступает на корректор ГВЗ, с помощью которого достигается высокая линейность фазочастотной характеристики. После корректора ГВЗ сигнал поступает в УПЧ, где осуществляется: основное усиление сигнала ослабленного на пролете; автоматическая регулировка усиления и фильтрация сигналов соседних стволов в полосовом фильтре.

С выхода УПЧ сигнал поступает на адаптивный частотный эквалайзер (АЧЭ), где производится компенсация селективных замираний сигнала в стволе. После АЧЭ сигнал поступает на когерентный демодулятор КАМ сигнал, на выходе фазовых детекторов синфазного и квадратурного каналов которого получается восьмиуровневые сигналы. Эти сигналы посредством аналого-цифрового преобразователя (АЦП) преобразуются в восемь цифровых потоков и подаются на адаптивный трансверсальный эквалайзер (АТЭ).

В АТЭ осуществляется компенсация межсимвольных помех, вызванных ограничением полосы сигнала в приемной и передающей частях оборудования и трактом распространения. Здесь же производится компенсация межсимвольных помех от кроссполяризационной составляющей при использовании в системе поляризационного уплотнения, то есть при передаче на одной частоте информации двух стволов на разных поляризациях (ХДем, КАМ и ХАТЭ). После компенсации всех известных видов межсимвольных помех осуществляется регенерация сигнала и преобразование его в шесть потоков (три по синфазной и три по квадратурной составляющим), которые подаются на многоуровневый декодер.

В многоуровневом декодере производится обнаружение и исправление ошибок, после чего тактовые интервалы, соответствующие избыточным битам удаляются преобразователем скорости.

Дескремблер удаляет псевдослучайную последовательность, введенную в сигнал на передающей стороне скремблером.

Далее осуществляется выделение служебных сигналов из дополнительного заголовка радио цикла (RFCOH), после чего тактовые интервалы, соответствующие битам занятым служебными сигналами удаляются преобразователем скорости.

После многоуровневого декодера сигналы восьмью потоками поступают через переключатели модуля резервирования стволов на модуль обработки секционного заголовка мультиплексной секции радиорелейной линии (SOH MS2), где обрабатывается AU-указатель, детектируются коды BIP-8, BIP-24 и выделяются 15 байт с помощью которых передаются служебные сигналы (рисунок 2.3.3) [7].

Потом сигнал поступает на модуль обработки секционного заголовка мультиплексной секции кабельной соединительной линии (SOH MS1), в котором осуществляется генерирование кодов BIP-8, BIP-24, скремблирование, преобразование восьми потоков в один и преобразование кода NRZ в код CMI.

Контрольные вопросы:

1. Приведите структурную схему аналого-цифрового ствола.
2. Дайте определение манипуляции. Какие виды применяют?
3. Каким требованиям должен отвечать линейный цифровой сигнал?
4. Охарактеризуйте технологию PDH? Какую скорость имеет поток Е3? Укажите недостатки PDH.
5. Для чего предназначена аппаратура АЦТ-17-8/2?
6. К чему приводит ограничение спектра манипулированных ВЧ сигналов до входа детектора приемника?
7. Поясните принципы фазовой манипуляции.
8. Определите оптимальную ширину полосы ствола при передаче цифровых сигналов по РРЛ.
9. Какая система резервирования стволов используется в ЦРРЛ?
10. Приведите структурную схему многоуровневого кодера, поясните принцип его работы.
11. В чем заключается операция размещения цифровых потоков на фазоамплитудной плоскости?
12. С какой целью применяют скремблирование цифровых потоков?