3.1. Помехи в АСП

3.1.1. Собственные помехи

3.1.2. Нелинейные помехи

3.1.3. Помехи от линейных переходов

3.1. Помехи в АСП

Под помехой в каналах многоканальных систем связи принято понимать посторонние сигналы, не коррелированные с полезным сигналом, спектр которых полностью или частично совпадает со спектром полезных сигналов. Помехи могут существовать в каналах как при отсутствии, так и при наличии в них сигнала.

В особую группу можно выделить помехи, характер которых совпадает с характером полезного сигнала. К таким помехам относятся внятный переходный разговор при передаче по каналам связи разговорных сигналов, дополнительное изображение при передачи телевизионной или факсимильной информации и др. Помехи такого рода в каналах связи особенно нежелательны, поэтому их либо снижают до допустимого минимума, либо преобразуют в несовпадающую по характеру с полезным сигналом помеху допустимой величины.

Помехи в каналах связи могут возникать под влиянием различных факторов как внутренних, так и внешних. К первым относятся тепловые шумы линии и аппаратуры, собственные шумы усилительных элементов и помехи за счет нелинейности группового тракта; ко вторым – помехи за счет переходных влияний между параллельными цепями и отдельными устройствами многоканальной системы; атмосферные помехи; помехи от радиостанций, источников питания, механических воздействий на аппаратуру; помехи за счет индукции от линий электропередач и др. Помехи, обусловленные внутренними причинами, характерны для всех каналов, организованных по кабельным линиям. Кроме того, в каналах аппаратуры уплотнения симметричного кабеля возникают и внешние помехи (главным образом, из-за переходных влияний). В каналах аппаратуры уплотнения воздушных линий связи преобладают внешние помехи.

Мешающее действие помех в зависимости от их вида и характера передаваемого сигнала проявляется по-разному. Они могут сделать полезную информацию неразборчивой, создать ложные сигналы и т.д.

3.1.1. Собственные помехи

Собственные шумы в каналах связи обусловливаются тепловыми шумами линии и активных сопротивлений узлов аппаратуры и шумами усилительных элементов. Наличие хаотического теплового движения электронов внутри любого проводника приводит к появлению в нем разностей потенциалов и выравнивающих токов, которые в каждый момент времени создают некоторое случайно меняющееся напряжение помех. Действующее значение этого напряжения определяется выражением [1].

(1.17.)

где k—постоянная Больцмана, равная 1,38-10-23 Дж/1К; Т—абсолютная температура в градусах Кельвина; R—активное сопротивление, создающее напряжение тепловой помехи, Ом; —полоса частот, в .которой определяется тепловая помеха, Гц.

Так как колебания абсолютной температуры устройств связи незначительны, можно сказать, что напряжение теплового шума определяется только шириной полосы частот не зависит от той области шкалы частот, в которой она выбрана. Тепловой шум относится к флуктуационным помехам, представляющим собой нормальный стационарный случайный процесс с практически неизменной спектральной плотностью на всех частотах. Это утверждение справедливо до частот порядка 6 x10¹² Гц. Тепловой шум целесообразно оценивать величиной его номинальной мощности, т. е. мощности, которую источник теплового шума с ЭДС, равной (1.17), и внутренним сопротивлением R .выделяет в согласованном с ним нешумящем сопротивлении R:

(1.18)

Для канала с шириной полосы =3,1 кГц при абсолютной температуре 293К Рт.ш.=1,25*- Вт, что соответствует абсолютному уровню теплового шума

(1.19)

Шумы транзисторов возникают вследствие дробового эффекта, теплового шума и полупроводникового шума. Дробовой эффект транзисторов обусловливается флуктуацией эмиссии носителей и является статистическим свойством эмиттирующей области, содержащей большое количество носителей и испускающей их неравномерно. Кроме того, он возникает вследствие случайности перераспределения тока между коллектором и базой. Спектр шума от дробового эффекта можно считать равномерным во всей области рабочих частот транзистора. Источникам теплового шума в транзисторе является распределенное сопротивление базы. Спектр шума этого вида равномерен до частот порядка 10 ¹³Гц. Полупроводниковые шумы возникают в транзисторе вследствие нарушения регулярности потока, происходящего из-за возбуждения носителей электрического заряда под действием температуры и приложенного электрического поля в толще р-n-перехода, а также в результате столкновения нейтральных атомов полупроводника или примесей с управляемым потоком поступивших из эмиттера дырок. Мощность шумов этого вида уменьшается с ростом частоты, и этой составляющей шума для применяемых в аппаратуре многоканальной связи транзисторов обычно пренебрегают.

Поскольку величину собственных шумов, создаваемых транзисторами, определить сложно, а отдельно измерить тепловой и собственный шумы усилительного элемента в схеме усилителя невозможно, то для оценки суммарных собственных шумов -пользуются понятием коэффициент шума, выражаемым как

ИЛИ (1.20)

где и — мощности полезного сигнала на входе и выходе усилителя; Рт.ш — мощность теплового шума, определяемая выражением (1.18.); — результирующая мощность собственных шумов на выходе усилителя.

Коэффициент шума позволяет оценить величину снижения защищенности от собственного шума при включении в тракт «шумящего» усилителя. Мощность собственного шума на выходе усилителя будет равна

где k =Рс.вых/Pс.вх — коэффициент усиления усилителя; Рт.ш—номинальная мощность теплового шума на входе усилителя.
Уровень мощности собственного шума на выходе усилителя будет равен

Обычно нормируется уровень собственного шума не на выходе усилителя, а приведенный (пересчитанный) к его входу, т. е.

Учитывая выражение (1.18), можно записать

Подставив значение из (1.19), получим окончательно

(1.21)

Мешающее действие собственных шумов оценивается величиной мощности шума на выходе канала, отнесенной к точке нулевого относительного уровня. Уровень мощности собственного шума, поступающего от одного i-го усилителя на выход канала, отнесенный к точке нулевого относительного уровня, определяется как

(1.22)

где — относительный уровень полезного сигнала на входе i-го усилителя; — уровень собственного шума, приведенный ко входу этого же усилителя.

Величина мощности собственных шумов (в мВт) от одного усилительного участка в точке нулевого относительного уровня будет равна

(1.23.)

Если магистраль содержит значительное количество усилителей, являющихся источниками собственных шумов, то происходит накопление шумов вдоль магистрали, что приводит к значительной результирующей мощности собственных шумов на выходе канала. Поскольку напряжения шумов от различных усилителей имеют случайные фазы, то результирующая мощность собственных шумов (в мВт) определяется по закону сложения мощностей, т. е. при числе усилительных участков, равном n:

(1.24)

При равномерном распределении усилителей вдоль магистрали относительные уровни полезного сигнала на входах всех усилителей будут одинаковыми, мощности собственных шумов всех усилителей, определяющиеся из (1.23.), будут равными и, следовательно, результирующая собственная мощность шума (в мВт) будет равна

(1.25.)

Из выражений (1.24.) и (1.25.) видно, что для уменьшения результирующей мощности собственных шумов на выходе канала необходимо уменьшать мощность шумов, поступающих от каждого усилителя т. е. снижать уровень . Из выражения (1.22.) видно, что при заданном уровне собственных шумов характеризующем усилитель, снизить уровень можно, повышая уровень полезного сигнала. Таким образом, для уменьшения мощности собственных шумов целесообразно передавать полезные сигналы с высокими уровнями.

Для повышения помехозащищенности верхних по спектру каналов применяется предыскажение или перекос уровней передачи. При этом на выходе передающей станции уровни передачи в каналах, занимающих более высокие частоты в линейном спектре, повышаются, а в каналах, занимающих более низкие частоты, понижаются по отношению к уровням при работе без предыскажения. Такой перекос уровней осуществляется специальным предыскажающим контуром, включаемым на входе или в цепи обратной связи усилителя передачи. Перекос уровней передачи должен быть таким, чтобы мощность многоканального сигнала была равна мощности при работе с равными уровнями передачи. Для устранения вносимых на передающем конце предыскажающим контуром амплитудно-частотных искажений на приемном конце группового тракта включается восстанавливающий контур с частотной характеристикой затухания, обратной характеристике предыскажающего контура.

Сущность выигрыша в помехозащищённости от применения предыскажения уровней заключается в следующем. При равномерном распределении помехи по спектру, что справедливо в отношении собственных помех, помехозащищенность каналов верхних по спектру частот значительно меньше защищенности каналов нижних по спектру, так как затухание сигнала в верхних по спектру каналах значительно больше, чем в нижних (рис. 1.23а).

Рис 1.23

а) График помехозащищенности при равномерном распределении помехи

б) График помехозащищенности при введении предыскажения

При введении предыскажения (рис. 1.23б) помехозащищенность составляющих полезного сигнала на верхних частотах возрастает, а на нижних — снижается. Последнее допустимо, так как при работе без предыскажения нижних по частоте в каналах имеется некоторый запас по помехозащищенности. Увеличение защищенности от собственных шумов в верхних по частоте каналах позволяет выполнить нормы на собственные шумы при более низких уровнях (на рис. ) на входе усилителей, т.е. при большей длине усилительных участков.

В современных многоканальных системах В основном применяют так называемое линейное предыскажение, при котором уровень передачи линейно зависит от частоты.

3.1.2. Нелинейные помехи

Нелинейные помехи возникают в нелинейных групповых устройствах, в которых паразитные нелинейные продукты могут попадать из одних каналов в другие. При правильном расчете загрузки групповых устройств паразитная нелинейность их невелика. При большом числе таких устройств в групповом тракте на выходе каждого канала происходит накопление нелинейных помех, мощность которых может достигать значительной величины. В этом смысле особенно опасны нелинейные помехи, возникающие в групповых усилителях, число которых в линейном тракте может быть очень большим.

При использовании квазилинейного участка амплитудной характеристики усилителя с глубокой отрицательной обратной связью эта характеристика может быть аппроксимирована полиномом третьей степени [1]:

(1.26)

где

Если на вход такого усилителя подать гармоническое напряжение ,то выражение для напряжения на его выходе после проведенных преобразований примет вид

или, поскольку,

где — амплитуда полезного сигнала на выходе; и — соответственно амплитуды второй и третьей гармоник сигнала на выходе. Поскольку , то и

В технике многоканальной связи для оценки нелинейных искажений пользуются понятием затухания нелинейности по гармоникам (в децибелах). Затухание нелинейности по второй гармонике равно

(1.27.)

Затухание нелинейности по третьей гармонике равно

(1.28.)

где — уровень колебания основной частоты на выходе усилителя; и - соответственно уровни второй и третьей гармоник основной частоты.

Подставив значения амплитуд напряжений и в выражения (1.27) и (1.28), получим

и

Из полученных выражений видно, что затухания нелинейности по гармоникам зависят от напряжения (или уровня) колебаний основной частоты на выходе усилителя. Преобразуем выражения для :

(1.27')

При , т. е. , получим, что . Величина определяется только характеристикой усилителя и является одним из его параметров.

Аналогично преобразуем выражение для :

(1.28')

Величина также определяется только характеристикой усилителя. Отрицательный знак в этих выражениях показывает, что при увеличении уровня входного сигнала, а следовательно, и уровня выходного сигнала затухание нелинейности по гармоникам уменьшается на соответствующую величину.

Выражения (1.27), (1.27'), (1.28) и (1.28') справедливы только при малой нелинейности усилителей. За порогом перегрузки усилителей перестает выполняться условие , выведенные соотношения нарушаются и затухания нелинейности резко уменьшаются. На рис. 1.24 показана зависимость затухания нелинейности по гармоникам от изменения уровня полезного сигнала на выходе усилителя.

В реальных условиях на вход групповых усилителей поступает групповой сигнал, который можно рассматривать как нормальный стационарный случайный процесс. Энергетический спектр группового сигнала на входе группового усилителя в простейшем случае (если в аппаратуре не предусмотрено предыскажения уровней передачи и если (корректировка амплитудно-частотных искажений производится выравнивателем на входе усилителя)

Рис. 1.24. График зависимости затухания нелинейности от изменения уровня полезного сигнала

Поскольку групповой сигнал на выходе безынерционного группового усилителя G(f)вых также является нормальным стационарным случайным процессом, то его энергетический спектр можно найти из зависимостей, связывающих энергетический спектр (спектральную плотность) случайного процесса и его корреляционную функцию. Для нахождения корреляционной функции случайного процесса на выходе усилителя используется математический аппарат теории случайных процессов.

Обычно при расчете нелинейных помех пользуются следующими упрощающими предположениями: групповые усилители обладают слабой нелинейностью и поэтому определению подлежат только мощности нелинейных продуктов второго и третьего порядков; энергетический спектр сигнала на входе усилителя имеет равномерный характер.

Представим напряжение сигнала, воздействующего на групповой усилитель — четырехполюсник со слабой нелинейностью, в виде

(1.29)

где — амплитуда напряжения одной из составляющих сложного колебания. В этом случае напряжение полезного сигнала на выходе нелинейного четырехполюсника с амплитудной характеристикой, аппроксимируемой полиномом N-й степени, может быть определено как

(1.30.)

Паразитные составляющие напряжения на выходе нелинейного четырехполюсника представляют собой как гармоники частотных составляющих входного сигнала, так и различные комбинационные составляющие. В общем виде выражение для частоты любого нелинейного продукта можно записать следующим образом:, где - положительные целые числа или нули. Порядок продукта нелинейности определяется суммой абсолютных значений коэффициентов и не может быть выше степени аппроксимирующего полинома. ЕСЛИ алгебраическая сумма коэффициентов, то соответствующий продукт нелинейности относят к продуктам первого рода, если же , то его относят к продуктам второго рода.

Для групповых усилителей продукты нелинейности являются продуктами второго и третьего порядков. В общем виде их можно зависать следующим образом: — продукты второго порядка; — продукты третьего порядка. Как следует из определения, к продуктам первого рода из всех перечисленных продуктов относятся только продукты третьего порядка вида и . Таким образом, можно написать что

Произведя необходимые преобразования, получим выражения для определения напряжений всех частотных составляющих полезного сигнала и паразитных продуктов нелинейности на выходе четырехполюсника. Амплитуды напряжений этих составляющих приведены в табл. 1.1

Количество составляющих напряжения каждого вида определяется в соответствии с формулами теории соединений. Например, число вторых или третьих гармоник основных составляющих (исходных колебаний) равно числу колебаний m; число комбинаций второго порядка определяется выражением и т. д.

Мощность основных составляющих сигнала, выделяемых на активном сопротивлении нагрузки усилителя R, может быть выражена как , а их уровень в дБ:

Используя выражения (1.27') и (1.28/), можно написать выражения для уровней вторых и третьих гармоник основных составляющих:

;

Таблица 1.1. Амплитуды напряжений частотных составляющих

Отсюда их мощности могут быть выражены как

(1.31.)

(1.32.)

где выражены в дБ.

Согласно табл. 1.1 мощности комбинационных продуктов могут быть выражены через мощности соответствующих гармоник:

(1.33.)

Общую мощность нелинейных продуктов любого порядка можно определить, зная приведенное в табл. 1.3.2.3 количество продуктов соответствующего вида; например, общая мощность продуктов второго порядка определится выражением

(1.34.)

а общая мощность продуктов третьего порядка выражением

Спектр продуктов нелинейности — гармоник и комбинационных частот — значительно шире, чем спектр самого группового сигнала. Например, вторые гармоники сигнала c полосой частот от fн до fВ занимают полосу частот от 2fн до 2fВ. В этом же спектре располагаются и суммарные комбинационные продукты второго порядка вида fx+fy, так как их минимальное значение определяется равенством fx=fv=fH и, следовательно, fx+fy=2fН, а максимальное значение — равенством fx=fy=fВ и, следовательно, fx+fy=2fВ. Минимальное значение разностных комбинационных продуктов второго порядка вида fx—fy определяется равенством fx=fy, т. е. fx—fy=0, а максимальное —равенствами fx=fВ и fy=fн, следовательно, fx—fy=fВ—fH. Очевидно, другие равенства: fx=fн; fy=fВ, т.е. fx—fy=fн—fВ, соответствуют отрицательным значениям на оси частот, зеркально отображающим соотношение fx—fy=fВ—fН.

Анализируя сказанное, можно сделать вывод, что все продукты нелинейности второго порядка не попадут в спектр группового сигнала , если он расположен на шкале частот так, что fВ<2fН. Рассмотрение спектра продуктов третьего порядка показывает, что третьи гармоники располагаются в полосе частот от 3fн до 3fВ. В том же спектре располагаются суммарные продукты вида 2fx-fy и fx+fy-fz. Разностные продукты вида 2fx—fy и fx+fy—fz располагаются в спектре от 2fн-fВ (при fВ<2fн) или от 0 (при) до 2fВ-fН. Поскольку всегда (2fВ-fН)>fВ и (2fН-fВ )<fв, то разностные продукты обоих видов при любых значениях fН и fВ будут хотя бы частично попадать в спектр группового сигнала.

Рис. 1.25. Кривая распределения мощности нелинейных продуктов по спектру

Суммирование комбинационных продуктов вида (fx+fv) и (fx—fv) на каждой частоте fi, даст ломаную кривую fx±fy) (см. также рис.1.19.), представляющую собой кривую распределения количества нелинейных продуктов второго порядка по спектру. Поскольку все составляющие группового сигнала на входе усилителя по условию имеют одинаковые амплитуды, то и комбинационные продукты второго порядка также имеют равные амплитуды. При этом можно считать, что кривая характеризует одновременно и спектральную плотность нелинейных помех второго порядка , т.е. долю мощности нелинейных помех второго порядка, приходящуюся на каждую частоту fi.

Аналогичным методом можно получить и кривую распределения количества нелинейных продуктов третьего порядка по спектру, а следовательно, и спектральную плотность нелинейных помех третьего порядка. Поскольку продукты третьего порядка первого рода суммируются, на выходе канала с последовательно включенными усилителями по другому закону, чем продукты третьего порядка второго рода, то эти кривые строят отдельно для продуктов первого рода и продуктов второго рода .

Для расчета мощности нелинейных помех представляют интерес только те продукты нелинейности, которые попадают в спектр группового сигнала . Поэтому при расчете вводится безразмерная — нормированная — средняя частота . Из этого выражения следует, что в пределах группового спектра от fH до fВ в нормированная частота изменяется в пределах от до

Использование нормированной частоты позволяет построить общие графики спектральной плотности нелинейных помех для многоканальных систем с любыми значениями граничных частот спектра группового сигнала — коэффициентов спектрального распределения нелинейных помех второго порядка , третьего порядка первого рода и третьего порядка второго рода

Рис.1.26. Графики нормированных функций нелинейных помех второго порядка, третьего порядка первого рода и третьего порядка второго

Эти графики приведены на рис. 1.26 а и б. Как видно из графиков, значения коэффициентов и зависят не только от частоты , но и от относительной ширины группового спектра системы в полосе частот, т.е. от отношения . Для коэффициентов эта зависимость не имеет места.

Для расчета мощности нелинейных помех в канале цепи с большим числом последовательно включенных групповых усилителей необходимо найти законы сложения продуктов нелинейности, возникающих в этих усилителях. Будем полагать, что затухания участков цепи между групповыми усилителями одинаковы и полностью компенсируются усилениями своих усилителей, причем нелинейные характеристики этих усилителей одинаковы и аппроксимируются полиномом третьей степени. Тогда при прохождении группового сигнала через первый усилитель на его выходе появятся: - полезные составляющие,

- гармоники

- комбинационные колебания.

Если полагать, что фазовая характеристика участков цепи прямолинейна:, где - начальный фазовый сдвиг при , то на вход, а следовательно, и на выход второго усилителя все составляющие сигнала и нелинейных продуктов, возникающих в первом усилителе, придут со сдвигами фаз, определяемыми как:

Напряжения всех этих составляющих вызовут на выходе второго усилителя появление гармоник и комбинационных колебаний. Продуктами нелинейности, возникающими в результате взаимодействия нелинейных продуктов, можно пренебречь, так как их амплитуды значительно меньше амплитуд продуктов, возникающих в результате взаимодействия составляющих самого сигнала. В этом случае продукты нелинейности, возникающие на выходе второго усилителя, определяется как

Из сравнения нелинейных продуктов, (возникающих во втором усилителе, и продуктов, пришедших с выхода первого усилителя видно, что только у продуктов вида и фазы совпадают и, следовательно, эти продукты будут складываться на выходе второго усилителя арифметически. Остальные продукты имеют разные фазы, и, следовательно, их сложение будет происходить геометрически. Продукты вида и относятся к продуктам первого рода и характеризуются арифметическим законом сложения при прохождении группового сигнала через цепь с последовательно включенными групповыми усилителями. Реальная фазовая характеристика участков цепи обычно отличается от прямой линии, поэтому арифметический закон сложения продуктов первого рода на практике дает завышенные значения суммарной мощности этих продуктов.

Если в системе введено предыскажение уровней передачи, то спектральное распределение мощности нелинейных помех изменится, так как амплитуды нелинейных продуктов определяются амплитудами составляющих группового сигнала, которые при введении предыскажений изменятся. Поэтому при введении предыскажений изменяются коэффициенты спектральной плотности нелинейных помех Расчеты показывают, что введение предыскажений, повышающих уровни передачи В верхних по спектру каналах и понижающих их в нижних, обусловливает увеличение общей мощности нелинейных помех в нижних по спектру каналах (за счет увеличения мощности разностных продуктов) и уменьшение ее в верхних). Поскольку уровни передачи полезных сигналов в нижних по спектру каналах понижаются, то допустимая величина предыскажений ограничивается, в частности, уменьшением защищенности в этих каналах не только от собственных, но и от нелинейных помех.

3.1.3. Помехи от линейных переходов

Помехи от линейных переходов (переходные влияния) представляют собой помехи, возникающие в результате передачи сигналов по одноименным каналам параллельных цепей. Основной причиной переходных влияний между параллельными цепями является наличие индуктивных и емкостных связей между проводами этих цепей. Кроме того, переходные влияния определяются конструктивными неоднородностями линий связи, несогласованностью нагрузок влиянием через третьи цепи.

Рис. 1.27

Переходные влияния на ближний конец

Переходные влияния на дальний конец

Различают переходные влияния на ближний конец, тогда источник энергии, включенный в одну параллельную цепь, и приемник энергии, включенный в другую параллельную цепь, расположены в одном и том же пункте (рис. 1.27а), и переходные влияния на дальний конец, когда источник и преемник, включенные в эти цепи, расположены в разных пунктах (рис. 1.27б). Мешающее действие помех от переходных влияний в канале оценивается защищенностью, которая равна разности уровней полезного сигнала и переходной помехи в той точке канала, где оценивается влияние. Вначале определим защищенность на ближнем и дальнем концах от переходных влияний между одноименными каналами, организованными на параллельных цепях. При этом будем считать, что цепи уплотнены однотипной аппаратурой И содержат один усилительный участок.

Защищенность на ближнем конце на входе приемного усилителя цепи, подверженной влиянию (точка а, рис. 1.21а), будет равна где —уровень полезного сигнала в точке а; — уровень переходной помехи) B этой же точке. Как видно из рис. 1.21а, и , где — уровень на выходе усилителя передачи цепи, подверженной влиянию; — затухание усилительного участка; — уровень на выходе усилителя передачи, включенного во влияющую цепь; Ао — переходное затухание на ближнем конце.

Таким образом, защищенность на ближнем конце будет равна

Аналогично, защищенность от переходных влияний на дальний конец на входе приемного усилителя цепи, подверженной влиянию (точка б, рис. 1.3.3.1б), будет равна

где —переходное затухание на дальнем конце; .

Переходное затухание на дальнем конце ; всегда значительно превышает переходное затухание на ближнем конце: , следовательно, и защищенность на дальнем конце превышает защищенность на ближнем конце: . Поэтому аппаратура уплотнения должна строиться так, чтобы практически необходимо было считаться только с переходными влияниями на дальний конец. С этой целью при высокочастотной связи по симметричным кабельным цепям используется двухкабельная система связи, при которой пары противоположных направлений передачи размещаются в разных кабелях. Необходимое переходное затухание на ближнем конце (не менее 140 дБ) достигается за счет экранирующего действия свинцовой или сталеалюминевой оболочки кабеля.

Для устранения переходных влияний на ближний конец при организации связи по параллельном воздушным цепям необходимо передачу одинаковых частотных полос осуществлять обязательно в одном направлении. Поэтому принято, что верхняя группа частот 12-канальной аппаратуры уплотнения (92—143 кГц) и нижняя группа частот трехканальной аппаратуры уплотнения (4— 16 кГц) передаются в направлении с севера на юг и с запада на восток, а нижняя группа частот 12-канальной аппаратуры уплотнения (36—84 кГц) и верхняя группа частот трехканальной аппаратуры уплотнения (18—31 кГц) — в обратном направлении. Такое распределение направлений передачи облегчает условия совместной работы многоканальных систем на одной и той же цепи.

Для повышения защищенности от переходных влияний на дальнем конце между одноименными каналами параллельных цепей необходимо выполнять следующие условия.

1. Входное сопротивление аппаратуры должно быть согласовано с волновым сопротивлением линии. В противном случае резко возрастет величина переходного влияния вследствие возникновения отраженных волн. Степень соответствия волнового сопротивления линии (Zл) и входного сопротивления аппаратуры (Za) оценивается с помощью коэффициента отражения .

2. Разность уровней передачи влияющего и подверженного влиянию каналов не должна превышать 2—3 дБ.

Так как в каждом канале связи обычно включено несколько усилителей, то возникающие на каждом усилительном участке переходные токи будут усиливаться усилителем, включенным в конце участка. Распространяясь по направлению к концу канала, переходные токи будут испытывать затухание и усиление. Фазы этих токов будут случайны. Поэтому, если положить, что затухания всех усилительных участков одинаковы и равны усилению каждого из промежуточных усилителей и переходные влияния на всех усилительных участках одинаковы, то результирующие величины защищенности на ближнем и дальнем концах соответственно будут равны

, (1.35.)

, (1.36.)

где n —число усилительных участков.

Анализируя выражения (1.35.) и (1.36.), можно сказать, что защищенность от переходных влияний зависит от величины переходного затухания, разности уровней передачи во влияющем и подверженном влиянию каналах и числа усилительных участков. Увеличение числа усилительных участков приводит к уменьшению защищенности от переходных влияний. Если спектры сигналов, передаваемых по влияющему и подверженному влиянию каналам, совпадают, переходные влияния могут привести к появлению внятного переходного разговора.

Если защищенность от внятного переходного разговора недостаточна, применяют различные методы преобразования внятных переходных разговоров в помехи: инверсию или сдвиг частотных полос одноименных каналов на параллельных цепях. При инверсии частотных полос одноименные каналы на параллельных цепях имеют одни и те же границы в линейном спектре, но являются соответственно нижней и верхней боковыми полосами различных несущих частот (рис. 1.28.). B этом случае взаимное расположение отдельных частотных составлсяющих переходных токов после преобразования на приеме за счет разных значений несущих частот будет обратным, т. е. высшие по частоте составляющие исходного сигнала будут преобразовываться в составляющие низшей частоты и наоборот, что делает переходный разговор неразборчивым. Экспериментально было установлено, что применение инверсии частотных полос можно оценить как увеличение переходного затухания на 7 дБ.

Рис. 1.28. НБ и ВБ полоса несущих частот

Рис.1.29. Сдвинутые друг относительно друга несущих

При сдвиге частотных полос по одноименным каналам параллельных цепей передаются полосы частот одинаковой ширины, образованные с помощью сдвинутых друг относительно друга несущих (рис. 1.29.). В этом случае та приемном конце подверженного влиянию канала за счет различных несущих частот появится лишь часть составляющих переходного тока, частоты которых будут соответствовать совпадающей части частотных полос влияющего и подверженного влиянию каналов. Поэтому переходный разговор также превратится в неразборчивый шум. Мощность этих переходных токов за счет перехода только части энергии уменьшается. Применение сдвига частотных полос в одноименных каналах на параллельных цепях эквивалентно увеличению переходного затухания на 4—26 дБ в зависимости от ширины совпадающей части частотных полос каналов.

Инверсия и сдвиг частотных полос могут использоваться одновременно.

Переходные влияния могут возникать и B станционных устройствах. Для их уменьшения оборудование оконечных и промежуточных пунктов экранируется, а вводы в усилительные пункты выполняются соответствующим образом. Например, кабели различных направлений передачи заводятся на разные вводные устройства, вводы воздушных цепей каблируются и в каждую параллельную цепь включаются запирающие катушки. Каждая из двух обмоток катушки, расположенных на общем кольцевом сердечнике, включается в один из проводов цепи. Токи основного сигнала, имеющие разное направление в этих обмотках, претерпевают малое затухание. Магнитные поля наведенных токов, имеющих в обеих обмотках одинаковое направление, складываются, и сопротивление катушки делается большим.