8.5.1. Краткий анализ методов демодуляции
Эффективность использования того или иного метода передачи цифровой информации по трактам ЦРСП в значительной степени зависит от избранного способа демодуляции, т.е. от метода приема, осуществляемого в ЦРСП, как правило, на промежуточной частоте. Под методами приема понимают математические алгоритмы обработки сигнала с целью определения символа, переданного источником сообщения. Под приемником понимается устройство, реализующее некоторый метод (алгоритм) приема. Типов приемников значительно больше, нежели методов приема, так как каждый из методов может быть реализован различными техническими путями.
Демодулятор – основа приемника – является одним из наиболее сложных узлов ЦРСП, в значительной степени определяющим показатели качества системы передачи в целом.
ЦСП являются синхронными системами связи, в которых на приемной стороне известны начало и конец каждой посылки сигнала. Эта информация используется для повышения помехоустойчивости приема при всех видах модуляции, поскольку синхронность работы приемника и передатчика позволяет применять оптимальные методы приема. Синхронность работы приемника достигается либо передачей вместе с сигналом специальных синхронизирующих колебаний, либо соответствующей обработкой самого сигнала, который всегда содержит информацию о начале и конце посылки.
Краткий анализ методов приема начнем с рассмотрения структуры приемника сигналов 2-АМ (рисунок 8.11).
Сигнал поступает на вход детектора через полосовой фильтр промежуточной частоты, полосу пропускания которого выбирают с учетом длительности тактового интервала Т и нестабильностей частоты возбудителя передатчика и гетеродинов приемника. После детектора сигнал поступает на ФНЧ с полосой пропускания 1/Т, оптимальной с точки зрения достижения максимальной помехоустойчивости приема информации. Далее сигнал подается на пороговое устройство (ПУ), порог срабатывания которого устанавливается на уровне, соответствующем принятым градациям амплитуды несущей с учетом теоретической оценки вероятности ошибки при использовании того или иного способа обработки сигнала в решающем устройстве (РУ). Необходимость применения РУ определяется тем обстоятельством, что сигналы на выходе как ФНЧ, так и ПУ отличаются от передаваемых, прежде всего из-за воздействия шумов и помех, поэтому необходим специальный алгоритм восстановления передающегося искаженного помехами сигнала.
Возможные алгоритмы работы РУ можно разделить на асинхронные и синхронные. При асинхронных алгоритмах положение границ тактовых интервалов не восстанавливается, а решение о передаваемых символах принимается на основании измерения временных интервалов между двумя последовательными фронтами сигнала, образующихся на выходе ПУ.
Рисунок 8.11. Структурная схема приемника сигналов АМ
Рисунок 8.12. Иллюстрация принципа построения когерентного демодулятора ФМ - сигналов
Характерным признаком синхронных РУ является наличие в их составе систем тактовой синхронизации (СТС), осуществляющих восстановление тактовых моментов принимаемого сигнала. Как правило, такое восстановление выполняется путем усреднения временных положений фронтов сигнала. Наиболее распространенными алгоритмами принятия решения в синхронных РУ являются интегральный прием и прием со стробированием (метод укороченного контакта). При интегральном приеме входной сигнал интегрируется за время каждого тактового интервала, результат интегрирования (напряжение) сравнивается с определенным образом выбранными пороговыми уровнями, что приводит к принятию решения относительно переданного на данном интервале символа. При этом на вход РУ обычно подается сигнал непосредственно с выхода детектора, поскольку функции ФНЧ выполняет собственно интегратор РУ.
На приеме по методу стробирования используется тот факт, что наиболее устойчивой и наименее уязвимой, с точки зрения помех, является центральная часть принятой посылки. В моменты времени, расположенные посредине между тактовыми моментами, схема синхронизации вырабатывает специальные стробирующие импульсы. В зависимости от уровня сигнала в момент появления стробирующего импульса определяется состояние принятой элементарной посылки. Этот метод приема обеспечивает правильную регистрацию импульсов при значительных искажениях их краев.
Анализ помехоустойчивости упомянутых способов приема сигналов 2-АМ показывает, что по эффективности РУ с интегральным приемом и приемом со стробированием практически совпадают. При сравнении синхронных и асинхронных РУ установлено, что при точной синхронизации синхронные РУ обеспечивают на 3дБ большую помехоустойчивость, причем оптимальной оказывается эквивалентная полоса пропускания ФНЧ, равная 1/Т.
Основной операцией во всех типах приемников сигналов ОФМ является операция интегрирования произведения сигнала и весовой функции в течение интервала Т, причем всегда Т£ t , где t - длительность элементарной посылки. Интервал интегрирования Т обычно выбирают кратным величине 2p / w ( w - частота несущей). Это обеспечивает оптимальную фильтрацию сигнала при произвольных фазах несущей и весовой функции, т.е. опорного колебания.
Известны и применяются три способа приема сигналов ОФМ: когерентный, корреляционный и автокорреляционный, перечисленные в порядке уменьшения помехоустойчивости по отношению к флуктуационной помехе.
Когерентное (синхронное) детектирование, осуществляемое при идеальной синхронизации по несущей частоте, является оптимальным методом приема сигналов ОФМ, т.к. при флуктуационных помехах он обеспечивает максимально возможную (потенциальную) помехоустойчивость. Этот метод реализуется в схеме (рисунок 8.12), содержащей перемножитель, генератор (Г) когерентного колебания, интегратор со сбросом в момент t0=T и решающее устройство.
Однако реализация достоинств этого метода зависит от решения задачи формирования когерентного опорного напряжения, поскольку синхронное детектирование (перемножение) осуществляется в фазовом детекторе, где принимаемый ФМ сигнал взаимодействует с синхронным и синфазным с ним опорным напряжением.
В реальных системах когерентное опорное напряжение получают путем соответствующей обработки самого принимаемого сигнала в схеме восстановления когерентной несущей (ВКН), а вместо идеального интегратора со сбросом используют ФНЧ с полосой пропускания, примерно равной 1,2 В. В качестве РУ используется регенератор бинарного сигнала в состав которого входят цепи выделения сигнала тактовой частоты. Решение о том, какой сигнал передавался (0 или 1), принимается в середине К-го тактового интервала. Максимальная помехоустойчивость достигается при этом выбором параметров фильтров и коррекцией искажений тракта.
Структурная схема когерентного приемника сигналов ОФМ приведена на рисунке 8.13.
Рисунок 8.13. Упрощенная структурная схема когерентного приемника сигналов ОФМ
На ее вход поступает сигнал S(t). Пунктиром здесь выделено устройство ВКН, выполненное по схеме Пистолькорса, в которой цепь удвоитель частоты – узкополосный фильтр-делитель частоты, устраняя манипуляцию фазы и фильтруя помехи, формирует опорное колебание когерентное с принимаемым сигналом. Выходное напряжение фазового детектора ФД-продукт перемножения сигнала ОФМ и опорного колебания (весовой функции) – подвергается фильтрации в ФНЧ, регенерируется в регенераторе Рег, поступает на детектор относительного кода, представляющего собой устройство сложения i-й и (i-1)-й посылок по модулю два, и затем преобразуется в преобразователе кода ПК в абсолютный код {ак}. Заметим, что погрешность выделения фазы опорного когерентного напряжения приводит к уменьшению амплитуды полезного сигнала и, следовательно, - к потере помехоустойчивости. К такому же эффекту приводит и погрешность выделения сигнала тактовой частоты, поскольку решение принимается в точке с амплитудой сигнала, отличной от максимальной.
При равновероятной передаче различных элементарных сигналов в спектре сигналов ОФМ несущего колебания нет, поэтому перед выделением опорного напряжения сигнала должен быть подвергнут специальному преобразованию-снятию манипуляции. Наиболее распространенный способ снятия манипуляции базируется на нелинейном преобразовании-умножении на m (где m – кратность манипуляции фазы) частоты принимаемого сигнала. При таком умножении фазы всех элементарных сигналов становятся кратными 2p , в результате чего сигнал превращается в не манипулированный. После этого он фильтруется либо с помощью ПФ, либо узкополосной системой фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Частота полученного при этом колебания делится затем на m, что и приводит к образованию опорного напряжения. Наиболее известными схемами, реализующими описанный принцип снятия манипуляции фазы, являются схемы, предложенные А.А. Пистолькорсом, В.И. Сифоровым и Д.П. Костасом. Из некогерентных способов приема сигналов ОФМ наибольшее распространение (в низкоскоростных системах) получил автокорреляционный. При этом методе приема (рисунок 8.14) в качестве сигнала опорного генератора используется задержанный на длительность тактового интервала ФМ-сигнал.
Рисунок 8.14. Структурная схема автокорреляционного демодулятора сигналов ОФМ
В ФД производится перемножение колебаний 2-х соседних посылок. Если фазы соседних посылок совпадают, на выходе появляется импульс положительной полярности. Таким образом, здесь производится непосредственное сравнение фаз посылок на несущей или промежуточной частоте. Это достигается путем совмещения во времени при помощи элемента памяти i-й и (i-1)-й недетектированных посылок. В качестве элемента памяти используются устройства, хранящие фазу несущего колебания воздействующей посылки: искусственную длинную линию, колебательный контур, высокодобротный электромеханический фильтр и т.д. Регенератор (Ргн) осуществляет отсчет знака напряжения на выходе ФД, выдавая двоичные символы непосредственно в абсолютном коде, поскольку необходимое преобразование кода выполняется в ФД.
Выделение тактовой частоты из фазоманипулированного сигнала представляет определенные трудности. Дело в том, что в спектре бинарных сигналов на выходе перемножителей (фазовых детекторов) не содержится компонента с тактовой частотой, так как эти сигналы затянуты на целый тактовый интервал. Поэтому первым звеном цепи выделения сигнала тактовой частоты является нелинейный элемент.
В качестве последнего используются перемножители, выпрямители, устройства задержки на половину тактового интервала с последующим сложением и др. Спектр сигнала после нелинейного преобразования содержит компонент с тактовой частотой, которая и выделяется с помощью узкополосного фильтра. Последний, в зависимости от тяжести требований, предъявляемых к фазовым дрожаниям сигнала тактовой частоты, представляет собой либо резонансный контур, либо кварцевый фильтр, либо систему ФАПЧ.
На приеме частотно-модулированных сигналов обычно используется либо фильтровой дискриминатор, либо линейный частотный детектор. Кратко познакомимся с этими способами приема, имея в виду прием сигналов 2-ЧМ.
При приеме на фильтровой дискриминатор (рисунок 8.15) приемник содержит два идентичных параллельных тракта, отличающихся лишь частотами настройки полосовых фильтров.
Рисунок 8.15. Схема приемника сигналов ЧМ
На полосовые фильтры сигнал с выхода УПЧ –приемника поступает после амплитудного ограничителя. Теоретический анализ такого способа приема показывает помехоустойчивость приема сигналов 2-ЧМ. В реальном приемнике достижение высокой помехоустойчивости требует обеспечения высокой стабильности частоты, оптимизации полос пропускания ПФ и идентичности характеристик трактов дискриминаторов. Успех использования анализируемого способа приема зависит также от АЧХ ПФ и величины разноса частот при манипуляции. Однако анализ показывает, что для обеспечения помехоустойчивости фильтрового дискриминатора близкой к предельной даже при сравнительно малом разносе частот D f нет необходимости в использовании в качестве ПФ сложных колебательных систем. Так, при разносе частот D f=1,5Т-1 уже при использовании фильтров, состоящих из одной пары связанных контуров с критической связью, потери в помехоустойчивости из-за малого разноса частот не превышают 1дБ. При этом следует отметить, что в принципе цифровой дискриминатор может быть использован в приемнике ЧМ-сигналов лишь при выполнении условия D f/2D fн>0,7-1 (здесь D fн – абсолютное значение нестабильности частоты сигнала), в противном случае посылки частот f1и f2 вообще не могут быть разделены.
При использовании в приемнике сигналов 2-ЧМ линейного частотного детектора (рисунок 8.16) для каждого заданного значения нестабильности частоты существует оптимальное значение разноса частот при манипуляции, для которого требуемое качество передачи информации обеспечивается при минимальной мощности полезного сигнала. Однако анализ показывает, что фильтровой дискриминатор обеспечивает всегда большую помехоустойчивость, чем линейный детектор, при чем выигрыш увеличивается по мере роста нестабильности частоты сигнала, поэтому на практике линейный детектор используется для приема сигналов ЧМ, когда разнос частот при манипуляции не может быть сделан достаточно большим, что как раз и характерно для радиорелейной связи.
Рисунок 8.16. Структурная схема линейного частотного детектора
Сравним рассмотренные методы приема по помехоустойчивости. На рисунке 8.17 представлены зависимости вероятности ошибки при приеме двоичных символов Ре от отношения E/N0 – энергии элемента сигнала к спектральной плотности шума.
Рисунок 8.17. Вероятность ошибки при приеме сигналов ФМ, ОФМ, ЧМ, АМ
Из анализа кривых на рисунке 8.17, в частности, следует, что автокорреляционный способ приема сигналов с ОФМ по помехоустойчивости уступает когерентному. Это объясняется тем, что оба сигнала – принимаемый и задержанный опорный – подвергаются искажениям под влиянием шумов в равной степени. В тоже время при когерентной модуляции имеется возможность весьма эффективной фильтрации опорного колебания. В пользу когерентного способа приема говорит также использование относительно простого устройства декодирования, выполненного на логических интегральных элементах, в отличие от автокорреляционного приемника, где необходимо устройство задержки (запоминания) ВЧ-сигнала.
8.5.2. Способы формирования опорного колебания
Схема с фазовой АПЧ.
В данном случае опорное колебание получают от местного генератора (Ген) с ФАПЧ (рисунок 8.18). На выходе ФД2 появляется переменное напряжение с разностной частотой (частотой биений)
ΩБ=2w с - w г ,
Рисунок 8.18. Схема формирования опорного колебания с фазовой АПЧ
где w с,w г– несущие частоты сигнала и опорного генератора. Установившийся режим в замкнутой ФАПЧ возможен только при ΩБ = 0. При этом на выходе ФД2 действует постоянное напряжение.
U1 = КД sin D j ,
где D j = d j с - d j г,
Кд – крутизна передаточной характеристики ФД;
d j г – начальная фаза колебаний местного генератора.
Постоянное напряжение поступает на управляющий элемент генератора (варикап) и изменяет его частоту, а значит, и фазу, до тех пор, пока разность фаз между сравниваемыми на ФД2 колебаниями не снизится до некоторого остаточного значения. Остаточная разность фаз D j ф поддерживает на выходе ФД2 необходимое для компенсации начальной расстройки. Полоса частот 2Dw y, равная разности максимального и минимального значений частот подстраиваемого генератора, в пределах которой поддерживается ΩБ = 0, называется полосой удержания.
Режим работы ФАПЧ, при котором сохраняется ΩБ = 0, называется режимом слежения. При ΩБ > 2D w y схема переходит в режим биений. Остаточная разность фаз:
D j ф (D w ) = -arcsin(D w /D w y).
Фаза колебаний генератора с ФАПЧ следит за фазой сигнала, и поэтому в цепь синхронизации генератора не попадают шумы, отличающиеся по частоте от сигнала. Следовательно, ФАПЧ обладает фильтрующей способностью. Последнюю характеризуют эквивалентной шумовой полосой пропускания D w э . В схеме с ФАПЧ можно получить D w y >> D w э, что дает достаточно малое значение d j г в сравнении с D j z (D j z – фазовая расстройка, вносимая фильтром в опорное колебание при уходе частоты входного сигнала от номинального значения, на которое настроен фильтр).В этом преимущество фильтрации с помощью ФАПЧ в сравнении с ПФ. Рассмотренную схему называют схемой Пистолькорса.
Схема Сифорова.
В этой схеме (рисунок 8.19) снятие манипуляции выполняется путем удвоения частоты сигнала, фильтрация с помощью ФАПЧ, работающей, в отличие от схемы Пистолькорса, на частоте w = 2w с .
Схема Костаса.
В схеме Костаса (рисунок 8.20) для снятия манипуляции служит перемножитель напряжений U1, для фильтрации – схема ФАПЧ. В качестве перемножителя используется обычный балансный модулятор.
Рисунок 8.20. Схема Костаса
ФД1 – демодулятор сигнала ИКМ-ФМ; ФД2 – детектор ФАПЧ.
Выходной сигнал Uв1 может быть определен с учетом работы ФАПЧ:
Uв1 = КД cos D j (t)
где D j (t) = j м(t) = 0,p - начальная фаза входного сигнала, изменяющаяся в процессе модуляции.
Местный генератор, фазосдвигающая цепь и ФД2 образуют квадратурный канал приема сигнала ИКМ-ФМ. Напряжение на его выходе
Uв2 = КД sin D j (t)
Таким образом, в схеме Костаса для снятия манипуляции перемножают выходные напряжения ФД синфазного и квадратурного каналов приема. Напряжение на выходе перемножителя
Uв3 = Uв1 × Uв2 = КД2sin2D j (t) = КД2sin2[j м(t)- j ф(t)] = КД2sinD j ф» КД2D j ф
При значениях j м(t) =0, p фаза выходного напряжения не будет изменяться, т.е. манипуляция снята. Это напряжение подается на управляющий элемент (варикап) опорного генератора.
Четырехфазная петля Костаса.
В этой схеме (рисунок 8.21) показаны ФД1, РИ1 (регенератор) и ФД2, РИ2 синфазного и квадратурного каналов соответственно.
Перемножители U1 и U2 выполняют перемножение выходных напряжений синфазного и квадратурного каналов. Выходные напряжения перемножителей складываются в противофазе в сумматоре. В результате такой обработки напряжение на выходе сумматора оказывается не модулированным. Оно служит для управления фазой опорного генератора. При этом синфазный и квадратурный каналы должны иметь одинаковые импульсные характеристики и вносить одинаковую задержку.
Рисунок 8.21. Четырехфазная петля Костаса.